Amplificatore di segnale a 4 stadi su carico di 200k

[lelerelele]

Con l'uscita a simmetria complementare non hai nessun problema ad avere una corrente discreta, se non elevata inn uscita, sempre che il tutto lavori bene. (Ne ho fatti vari da audio, e non solo).

Quel tipo di amplificatore, tutto disaccoppiato da dc è difficile farlo lavorare bene, ne ho fatti vari, simili, (non uguali), che erano tutti accoppiati in DC, poi manca nello stadio pilota della simmetria complementare, un generatore di corrente, verso massa, suppongo che il tuo finale saturi molto verso massa, e magari tira più corrente verso il +.

Detto questo, per avere correnti così basse, credo che potresti anche usare un OP, tanto per fare un esempio questo, link, o questo link, visto che non sei molto ferrato sui BJT.

saluti.

[MarcoD]

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Non potendo cambiare T1, e volendo adoperare un amplificatore disponibile, si può inserire un trasformatore T2 di adattamento. Aumentano un poco le perdite, ma dovrebbe funzionare.

Anche se sembra che c'entri come il cavolo a merenda a pag. 3 del PDF, in fondo alla pagina, terza figura- su richiesta di un lettore - c'e' un "noise maker" che e' "esattamente" quello che ti hanno chiesto di realizzare.

La soluzione di Bob Pease richiede una alimentazione flottante (isolata nel tuo caso a 3 kV) ma potrebbe essere realizzata con pile.

La soluzione Bob Pease proposta da Elfo è buona, basta che il tutto (compreso l'interruttore di alimentazione dalle pile) sia sufficientemente isolato

[elfo]

Provocazione :

il Behringer EPQ 304 connesso a ponte - se non ho sbagliato i conti - genera in uscita 56 Vp su 16 ohm.

https://mediadl.musictribe.com/media/sy ... 314782.pdf

Da Thomann.de costa 193 euro Ivato e spedito.

https://www.thomann.de/it/behringer_epq ... D&reload=1

Qaunto costa - di soli componenti - costruirselo partendo da "zero componenti nel cassetto " e compreso l'alimentatore (e la scatola!) acquistando i componenti sui vari RS, Digikey, Mouser, TME ...?

Sempre su Thomann.de c'e' il t.amp E-800 che - sempre se non ho sbagliato i conti - genera 75 Vp su 8 ohm a 179 euro Ivato e spedito.

https://www.thomann.de/it/the_tamp_e800.htm

[FabioSbarra]

Buon pomeriggio a tutti,

adotterò la soluzione con trasformatore di adattamento T2 in uscita, ora scarico il pdf inviato da "Elfo", grazie ad entrambi e agli altri che hanno contribuito a fornirmi soluzioni più corrette della mia.
Purtroppo spesso non è possibile acquistare cosa si vuole e dove si vuole con questa facilità che indichi tu "Elfo", comunque la tua "provocazione" mi ha offerto proposte valide e interessanti ;).

Vi auguro una buona serata e a presto,

Fabio S

[elfo]

basta che il tutto (compreso l'interruttore di alimentazione dalle pile) sia sufficientemente isolato

a pag. 76 di Jim Williams

http://www.introni.it/pdf/Williams%2006 ... rcuits.pdf

Piezoceramics plus fiber optics boost isolation voltages

Although typical isolation amplifiers achieve
a 2.5-kV max isolation voltage, this one can
handle 20- to 100-kV breakdown limits. It incorporates
a piezoceramic material structured as an acoustic transformer

Conventional isolation amplifiers employ a magnetic transformer to convey power to the circuit's floating
front end (Fig 1). Although this transformer galvanically separates the power supply from the input
terminals, it increases in size and cost when commonmode voltages exceed about 2.5 kV. Moreover, its
leakage currents can total as much as 2 uA.

Acoustic transformers surpass magnetic types
To achieve very high common-mode voltage but
extremely low leakage current, the ideal electrical
energy transfer device should permit easy implementation, operate efficiently and inexpensively and provide virtually complete isolation.

Piezo.jpg (32.4 KiB) Osservato 4787 volte

[FabioSbarra]

Grazie Elfo ora ci do un'occhiata allora.
Alla fine adotto la soluzione con l'op amp e il mio stadio finale con il trasformatore di adattamento T2; tuttavia per curiosità personale ho aggiunto un generatore di corrente allo stadio d'ingresso (come mi è stato fatto notare, poiché solo il resistore non andava bene come generatore di corrente) realizzandolo con uno specchio di corrente e la soluzione finale risulta la seguente:

N.B si ci sono ancora i BD139 che sono obsoleti e i transistor da 180W che sono sovradimensionati per quest'applicazione, tuttavia se guardiamo a livello di funzionamento , ne ho simulato il comportamento e il finale non satura più verso l'alimentazione negativa ( o meglio neanche prima saturava ma effettivamente "tirava" di più verso l'alimentazione negativa) , lo volevo provare in lab per mia curiosità personale non odiatemi per questo :).

Il circuito è questo :

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[elfo]

i BD139 che sono obsoleti

Sto uscendo di casa ma stasera cerchero' di risponderti in modo piu' completo.

I BD139/140 non sono obsoleti - sono solo "sbagliati" in quella "posizione".

Bob Cordell* (https://www.cordellaudio.com/) nel suo sito pubblica il modello Spice di questi transistor insieme a pochi altri in quanto tra i pochi degni di nota per esssere utilizzati in un ampli audio.

http://www.cordellaudio.com/book/spice_models.shtml

* Bob Cordell e' - iniseme a Doug Self - uno dei due "guru" dell' amplificazione audio - stasera spero di poter essere piu' esauriente. La sua vita professionale si e' svolta presso i Bell Labs in Holmdell.

http://www.cordellaudio.com/aboutme.shtml

[MarcoD]

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Ho preparato uno schema didattico semplificato, è un mediocre schema classico dalle prestazioni medie.
Imponi la resistenza Rc di carico e l'ampiezza massima in Vpp sul carico.
Non c'è reazione negativa, non serve, supponiamo un guadagno in tensione di circa 10, tanto con il generatore di segnali penso che si possa impostare ampiezza e frequenza della tensione necessaria.
Se sei interessato, prova a impostare i valori delle tensioni a riposo, gli estremi delle tensioni in uscita e a calcolare i valori (resistenza e dissipazione) dei resistori.
Possibilmente riporta i calcoli o il ragionamento sottostante. Ne potremo dibattere.

[elfo]

*** Hai un Messaggio Privato.

*** MarcoD con i suoi interventi mi brucia sempre sul tempo e sulla qualita' dei post
Non posso che concordare di sperimentare con l'ampli del post [28].

*** Riguardo ai transistor da utilizzare devo dirti che sei "arrivato tardi".

La "quaestio" e' assai "vexata" e ne abbiamo discusso varie volte su questo forum raggiungendo la conclusione che i "vecchi bei tempi" ormai sono andati - di transistor buoni (per l'audio) non se ne fanno (quasi) piu'.

Ad esempio la coppia 2SA1407 / 2SC3601

Ultrahigh-Definition CRT Display Video Output Applications Ultrahigh-definition CRT display.

dal momento che i CRT non sono piu' di moda non sono piu' prodotti.

Alcuni dati

Vcoe 200 V
Dissipazione 1.2 W
hfe 40 - 320
fT 400 MHz
Cob 3pF

Guarda anche nei grafici l'Early voltage e la zona di "quasi saturazione"

Li rendevano unici nel loro campo (come VAS Voltage Amplifier Stage di un ampli audio) e non hanno equivalenti/sostituti.

https://datasheetspdf.com/pdf-file/7149 ... /2SC3601/1

Altro esempio:

Winfield Hill's 100W, 10MHz, 1000V/uS AMP-70 (Winfield Hill e' l'Hill dell'Horowitz & Hill Art of Electronics)

https://linearaudio.nl/winfield-hills-1 ... vus-amp-70

Qui trovi la BOM (Bill Of Materials)
https://docs.google.com/spreadsheets/d/ ... 1604644274

Quanti di questi transistor trovi ancora disponibili sui principali e autorizzati distributori?

I transistor (bipolari, fet e mosfet) disponibili ad oggi per l'audio (classe A/B) sono sostanzialmente quelli di cui Cordell fornisce i modelli Spice nella sua pagina:

http://www.cordellaudio.com/book/spice_models.shtml

[FabioSbarra]

Eccomi scusate il ritardo sono stato un po' impegnato.

Inserisco , innanzitutto, lo schema in FidocadJ:

[FIDOCAD]

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Allora partendo da un analisi più generica sul suo funzionamento: è un amplificatore a 3 transistor , di cui il primo transistor Tr1 realizza uno stadio a emettitore comune (CE) , mentre gli altri due Tr2 (npn) e Tr3 (pnp) realizzano uno stadio push-pull.
Per quanto riguarda la dinamica d'uscita: il circuito è stato polarizzato con opportuni valori delle 4 resistenze e si va ad applicare un segnale in ingresso , quello che ho indicato nell'immagine con Vin;

Vin > 0
Per Vin > 0 , dunque durante la semionda positiva, succede che crescerà la tensione al nodo D , di conseguenza aumenterà la corrente assorbita dalla base del transistor Tr1, aumenterà la corrente di collettore di Tr1.
poiché il CE è uno stadio invertente, la tensione al nodo C diminuirà, facendo scendere di conseguenza la tensione al nodo A. Ora, una riduzione della tensione al nodo A causerà un'aumento della caduta di tensione ai capi del resistore R1, dunque aumenterà la corrente I_r1 che scorre in esso.
A questo punto aumenterà la corrente assorbita dalla base di Tr2 (npn) e di conseguenza crescerà il valore della corrente di collettore di Tr2 e dunque diminuirà il valore della tensione Vce_Tr2.
Dunque il transistor Tr2 condurrà sempre meno fino a raggiungere il valore di Vcesat_Tr2 saturazione (poiché appunto non si vuole che il transistor vada in interdizione e pertanto ci si pone come limite di farlo funzionare fino al massimo in regione di saturazione).
Al contrario il transistor Tr3 (pnp) , a causa della riduzione della tensione al nodo C , condurrà di più poiché la Veb aumenta. La corrente erogata dalla base del Tr3 aumenterà con conseguente aumento della corrente di collettore, che per il pnp porterà ad avere una Vce sempre meno negativa. Ciò , poiché la Vc_Tr3 = 0 V è al potenziale di ground , significa che la Vout = Ve_Tr3 diminuisce.
In questa fase siamo, dunque, nel "pull" ossia viene "tirata" corrente dal carico.

Vin < 0
Per Vin < 0 , dunque durante la semionda negativa, succede che diminuirà tensione al nodo D , di conseguenza diminuirà la corrente assorbita dalla base del transistor Tr1 e diminuirà la corrente di collettore di Tr1.
poiché il CE è uno stadio invertente, la tensione al nodo C aumenterà, facendo aumentare di conseguenza la tensione al nodo A. Ora, un'aumento della tensione al nodo A causerà una riduzione della caduta di tensione ai capi del resistore R1, dunque diminuirà la corrente I_r1 che scorre in esso.
A questo punto diminuirà la corrente assorbita dalla base di Tr2 (npn) e di conseguenza diminuirà il valore della corrente di collettore di Tr2 e dunque aumenterà il valore della tensione Vce_Tr2.
Dunque il transistor Tr2 condurrà sempre di più.
Al contrario il transistor Tr3 (pnp) , a causa dell' aumento della tensione al nodo C , condurrà di meno poiché la Veb diminuisce fino a raggiungere Vcesat_Tr3 saturazione (poiché appunto non si vuole che il transistor vada in interdizione e pertanto ci si pone come limite di farlo funzionare fino al massimo in regione di saturazione). La corrente erogata dalla base del Tr3 diminuirà con conseguente diminuzione della corrente di collettore, che per il pnp porterà ad avere una Vce sempre più negativa. Ciò , poiché la Vc_Tr3 = 0 V è al potenziale di ground , significa che la Vout = Ve_Tr3 aumenta.
In questa fase siamo, dunque, nel "push" ossia viene "erogata/spinta" corrente verso il carico.

Dinamica d'uscita
Dunque la dinamica d'uscita avrà i seguenti limiti :
per Vin>0 la Vout potrà scendere al max fino a Vcesat_Tr2- (Val + Vbe) dunque si tiene conto che c'è sempre un - Vbe rispetto al segnale che proviene dall'ingresso. Ipotizzo che per la complementarità dei due transitor si abbia |Vbe_npn| = |Vbe_pnp| = Vbe.
per Vin <0 la Vout può salire al max fino a VAL - (Vcesat_Tr3 + Vbe)

Analisi in DC - punto di lavoro a riposo (Vout_DC)
Allora ho voluto fissare il valore del p.to di lavoro a riposo all'incirca a metà della dinamica dunque a 25 V.
A questo p.to dal datasheet dei transistor "MJ15015G/16G" la Vbe_on è al min pari a 0.7 V e ho scelto questo come valore che devono assumere entrambe le Vbe (in modulo per il pnp) affinchè entrambi siano in ZAD (zona attiva diretta). La cosa su cui ho il primo dubbio è il beta_dc poiché il grafico viene dato solo per la tensione Vce pari a 4.0V. Tuttavia, iniziando l'analisi dal transistor Tr2 ho ipotizzato che ci scorra una corrente Icq_Tr2 = 100 mA ( e dunque dal grafico si nota che per valori di correnti basse il beta_DC è piuttosto elevato, ho ipotizzato per iniziare con l'analisi un valore pari a 200, consigli su come sceglierlo in modo più accurato ?).

Calcoli per ricavare il valore della resistenza R1
P.to di funzionamento scelto per Tr2:





Da cui ricavo i seguenti valori :

Tensione al nodo A

Tensione ai capi della resistenza R1


P.to di funzionamento scelto per Tr3:



Da cui si ricava una tensione al nodo C pari a:
Tensione al nodo C


Tensione ai capi dei due diodi 1N4148:

Se considero che su ciascun diodo si ha una tensione Vd = 0,7V , dal grafico riportato sul datasheet dell'1N4148 si ricava una corrente forward pari a 5 mA.

Ora scrivo la KCL al nodo A e ricavo il valore della corrente che scorre nel resistore R1:

Per cui il valore di R1 è pari a
=
Scelgo R1 pari a 4,3 kΩ,5%.
Da questa scelta ne consegue che il valore di corrente che scorre in R1 aumenterà leggermente ed è pari a :

Per cui la P_{diss} su R1 risulta pari a :

La R1 scelta risulterà : 4,3 kΩ,5%, 1/4 W.


Calcoli per ricavare il valore della resistenza R2
A questo punto ricalcolo la corrente che scorre nella base di Tr2 come:

Ora scrivo la KCL al nodo C e ricavo il valore del resistore R2 come segue:
Ipotizzando |IBq_{Tr2}| = |IBq_{Tr3}| scrivo

Da questa equazione ottengo il valore della corrente che scorre nel collettore del transistor Tr1:

Ora scrivo la KVL alla maglia che va dalla VAL verso ground passando dal ramo dei resistori R1 ed R2 :

da questa ricavo il valore del resistore R2 sapendo che la tensione al nodo C è pari a 24,3 V , ipotizzo di far "cadere" 23V come VCE del transistor Tr1 e il restante 1,3V ai capi del resistore R2 ( E' una ipotesi corretta oppure no ? ).

Dunque il valore di R2 risulta pari a :

Scelgo R2 pari a 220Ω,5%.
Da questa scelta ne consegue che il valore di corrente che scorre in R2 aumenterà leggermente ed è pari a :

Per cui la P_{diss} su R2 risulta pari a :

La R2 scelta risulterà : 220Ω,5%, 1/4 W.

Calcoli per ricavare i valori delle resistenze R3 ed R4
Ora ricavo il valore della tensione alla base del transistor Tr1 come :
Per cui la P_{diss} su R2 risulta pari a :

La tensione al Nodo D considero la seguente porzione di circuito in cui i termini VeqD e Reqb indicano rispettivamente la tensione equivalente di Thevenin tra il nodo D e ground e la resistenza equivalente di Thevenin calcolata come il parallelo tra R3 ed R4 :

[FIDOCAD]

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A questo punto se facessi l'equazione KVL alla maglia 2 indicata in figura, noterei che non riesco a ricavare il valore della corrente di base di Tr1 poiché non ho il valore di Reqb e d'altro canto anche per ricavare il valore di VeqD mi occorre conoscere i valori di R3 ed R4. A questo punto dovevo ricavare il valore di Reqb e dunque sono andato a rispoverarmi il concetto del fattore di stabilità termica di un BJT e ho preso la formula così com'era (scusate non mi sono messo a ricavarla ) ed è la seguente:


Quindi calcolando la derivata di IB rispetto a IC , per il circuito che abbiamo ho ottenuto:

che si può semplificare tenendo conto che >> 1 per cui si ricava che il fattore S non dipende più dal beta ed è approssimabile come :


Quindi il valore ideale risulterebbe S = 1 , io ho imposto che il rapporto tra la Reqb ed R2 sia pari a 0,5 ottenendo un S = 1,5 ottenendo:


Ora scrivo l'eq KVL alla maglia 2 (si veda immagine) e trascuro al momento il termine che fornisce la caduta di tensione sulla Reqb ipotizzando che sia piccolo (considerando piccolo il contributo della corrente nella base di Tr1) e ricavo il rapporto tra R4 ed R3:



Quindi ho calcolato i valori di R4 ed R3 come segue :

Scelgo R4 = 2,7 k \Omega, 5%.


Scelgo R3 = 120 \Omega, 5%.

Per cui il nuovo k diventa circa 22,5 e la Reqb diventa circa 114,9 Ω.
Mentre Reqb/R2 circa 0,52 ed S = 1,52.

Calcolo le correnti che scorrono in R3 ed R4:



Da cui ricavo il valore della corrente che scorre nella base di Tr1:

Che dunque avrebbe dato un contributo di tensione nell'eq alla maglia 2 pari a circa 0,12 V (quindi è abbastanza corretta l'approssimazione fatta prima ?).
Quindi la VeqD diventa pari a circa 2,12 V e il rapporto R4/R3 pari a circa 22,54.

Le Potenze dissipate su R3 ed R4 sono rispettivamente 33,5 mW e 0,835 W per cui sceglierò R3 da 1/4 W ed R4 da 1 W.

A questo p.to ho notato che il valore di R2 è troppo piccolo e dunque si ha un guadagno > 10 , ho scelto un valore pressochè doppio R2 pari a 430 Ω.
Ottenendo che la VR2 sarà pari a , per cui la tensione al nodo C salirà e farà salire anche il valore della tensione d'uscita a riposo di una stessa quantità rispetto al valore iniziale di 25 V.

Non ho ancora simulato il tutto, quindi non so se è corretta questa analisi, mi date quando riuscite un feedback così da farmi notare dove ho commesso errori ?

Grazie e intanto vi auguro un buon WE

Fabio S