Progetto PWM SG3525A 100 kHz per Inverter DC/AC 12/230

[IsidoroKZ]

Sono una bestia, ho sbagliato a mettere il link dell'application note, questo dovrebbe essere quello buono.

[120]
Spegnimento rapido: in questo caso non serve, perche' stai misurando la corrente continua di alimentazione, che e` il valore medio degli impulsi che passano nei MOS e nel trasformatore. Lo spegnimento rapido vuol dire che spegne anche durante un impulso, ma la media che misuri e` molto piu` lenta di un impulso.
Sul sito dell'altro link, dove racconta il 3525 e fa vedere un inverter come vuoi fare tu, c'e` un errore nel nome del piedino 10: viene indicato come , che vuol dire attivo basso, mentre in realta e` attivo alto, che vuol dire che fa l'azione detta dal nome quando e` a livello alto.

I condensatori cui mi riferivo sono quelli sull'uscita, su cui vedo 2 x 2200µF 400V, che sono dei bei barilotti dal costo si svariate decine di euro caduno! E con quella capacita` la frequenza di risonanza del filtro viene 60Hz circa, mi sembra troppo bassa, ma bisogna fare i conti visto il carico impulsivo che c'e` dopo.

[101]
Avevo dimenticato il colore degli elettrolitici: Esistono condensatori elettrolitici normali, e quelli da switching che hanno ESR minore e possono portare correnti piu` elevate. Credo che il colore sia a discrezione del costruttore, ricordo solo un tipo di condensatore con un colore che li identificava, sono gli OS-CON, viola, a polimero solido, fatti da Sanyo e Panasonic, che sono per switching, ma sono solo a bassa tensione.

[Superfelix]

Grazie, addesso si apre bene il collegamento SG3525...
- Sui condensatori, mi deve essere scappato uno zero di troppo... sono esagerati così.
Devono gestire 1A in uscita, in teoria basterebbero 47 uF a 30 kHz per un ripple 0,7V... avevo pensato 220uF per sovradimensionare ed avere margine a carichi variabili e picchi imprevisti. Ne ho messi due per abbassare ESR ma così si arriva a 440, che è 10 volte tanto il calcolo teorico... forse, 2 x 100 uF sono più adatti in quel caso

- In realtà, tutte le varie piedinature che ho visto, chiamano quel pin 10, shutdown... forse per intendere pin di spegnimento... che però permette il funzionamento dell'integrato quando è basso ( infatti, per evitare che fluttui, è presente una resistenza di pulldown da 4,7K che lo tiene basso. Per spegnerlo, bisogna che vada alto, proprio come dici tu.

Cercando varie info del componente in rete, ho letto che la limitazione di corrente si può ottenere proprio con questo pin 10 e sarebbe una cosa molto interessante.

Funzionamento a breve termine:
Se il segnale di shutdown viene applicato per un breve periodo, il segnale PWM viene eliminato senza scaricare completamente il condensatore di soft-start, permettendo il limitatore di corrente pulse-by-pulse.

Funzionamento a lungo termine:
Se il pin 10 rimane attivo per un periodo prolungato, il condensatore di soft-start viene scaricato rapidamente.

Il pin 10 può essere usato per implementare diverse strategie di spegnimento, come il limitatore di corrente o lo spegnimento completo dell'uscita.

[IsidoroKZ]

Devono gestire 1A in uscita, in teoria basterebbero 47 uF a 30 kHz per un ripple 0,7V...

Come hai dimensionato questi condensatori? I condensatori di uscita di uno switching sono scelti principalmente scelti in base a due specifiche e devono sottostare a due specifici stress.
Le due specifiche sono la massima tensione di ripple alla frequenza di switching che si puo` tollerare in uscita e il "buco di tensione" o l'extratensione che si puo` tollerare in caso di variazione improvvisa del carico. I due stress che bisogna rispettare sono la corrente efficace che attraversa il condensatore e la tensione di lavoro (ci sono anche altri parametri, ma sono secondari).

In questo caso credo che la specifica piu` restringente sia l'undershoot e l'overshoot di tensione perche' dopo il DC/DC c'e` un circuito che genera gli impulsi da 5ms a +320V e -320V. Questo vuol dire che il DC/DC lavora a carico nullo, per 5ms, poi a pieno carico per altri 5 ms, poi di nuovo nullo... e la tensione di uscita puo` avere dei consistenti overshoot e undershoot.

Il buco di tensione, quando inizia l'impulso, viene compensato dal controllo di tensione di uscita che, con un certo ritardo dato dalla banda passante della retroazione, entra in gioco e controlla la tensione di uscita. Invece l'overshoot non e` controllabile perche' l'energia dell'induttanza va nel condensatore e sta li`, non potendo tornare indietro (convertitore non sincrono), e non andare sul carico. Li` bisogna fare i conti per vedere quanto e` questo overshoot, anche perche' quando si stacca il carico (5ms senza tensione in uscita), il convertitore passa a lavorare in DCM e la tensione di uscita non e` piu` facilmente controllata.

Ci sono due video (semplici) sul dimensionamento del condensatore di uscita. I primo, di Ridley dal minuto 3:50 fa vedere l'effetto di cui parlo, ma non dice come calcolare il condensatore, dice sono "guardate com'e` figo il mio programma"



Il secondo, piu` didattico e` questo



dice anche come calcolare il condensatore di uscita, ma da` una regola pratica che non mi piace un granche', mi sembra troppo ottimista. Questo e` il caso in cui una simulazione viene comoda. Pero` bisogna gia` conoscere l'induttanza e aver progettato la compensazione con l'amplificatore di errore.

- In realtà, tutte le varie piedinature che ho visto, chiamano quel pin 10, shutdown... forse per intendere pin di spegnimento...

e` uno shutdown attivo alto, se e` comodo lo si usa, ma non hai bisogno di uno spegnimento rapido, in quanto stai misurando la corrente media assorbita dal circuito.

Mi e` venuto in mente che se si fa un'onda quadra a tre livelli per avere picco e valore efficace, si puo` mettere un selettore che decide se fare 325V picco e 230V efficaci per carichi resistivi e capacitivi e in questo caso la media del modulo viene solo 162V (come se fosse una tensione di 180V sinusoidale e quindi i motori sono deboli), oppure 325V picco e 207V di valore medio del modulo, per i carichi induttivi, che in questo modo funzionerebbero con tutto il flusso magnetico di progetto (ma con un po' di cogging dovuto alle armoniche) ma i carichi resistivi vedrebbero una tensione efficace di quasi 260V.
Quindi un interruttorino che decide se fare la tensione per carichi resistivi o induttivi.

[Superfelix]

Buonasera IsidoroKZ,

Come hai dimensionato questi condensatori?

Per i conti, inizialmente sono partito considerando 1Vripple accettabile ho diviso la corrente di uscita massima di 1A a (320 vdc) per la frequenza di 30 kHz moltiplicata per il Vripple.

C= 1A / 30.000Hz x 1Vripple = 33uF

quindi con 47uF, vengono 709 mVripple... considerando di dare margine a questo valore "teorico" ho pensato a un condensatore realistico da 220 uF (151 mVripple teorici... da qui l'errore con 2200...uno zero e qualche uF in più ). Siccome occorre ESR basso o condensatori di qualità elevata, mi sono focalizzato sul fatto del parallelo per abbassare ESR, senza riflettere nell'immediato che avrei raddoppiato la capacita a 440uF, per quello dicevo è circa 10 volte il valore che avevo ricavato inizialmente di 47uF...( che sarebbero poi, 76mV teorici )... questo è stato il calcolo, non so' se ho sbagliato la formula.
Per la tensione di lavoro ho scelto 400V, ma all'occorrenza potrebbero anche essere da 450V... per la corrente efficace, in realtà non saprei, non ho pensato a nulla perché al momento sarei in una fase di dimensionamento del componente indirizzato, credo, ad aspetti non fini alla realizzazione... mi sono limitato a conticchiare e dimensionare ( bene o male... più male che bene... ) i valori "adatti/funzionali" su schema... poi magari un giorno dovessi arrivare ad affrontare anche problema O-U shoot,l a massima tensione di ripple alla frequenza di switching e il buco di tensione, ecc... significherebbe che la parte schematica, intendo ideale, sarebbe a buon punto

- l'idea di tagliare l'onda per i carichi induttivi tramite un commutatore manuale è molto interessante!... non mi sembra di aver mai visto circuiti che abbiano questa possibilità, a meno che non ce ne siano gestiti da un micro o qualcosa di simile ( ma dovrebbero capire il carico in qualche modo )... non saprei... e fanno tutto a insaputa dell'utilizzatore.

Unica cosa che mi viene da pensare è che forse la potenza si riduce modificando l'onda ??

Del tipo, P= 300W x (207Vmedi / 230Vout) = 243Wmax
( dovrebbe venire un duty del 40,6% se non sbaglio i conti per la media modulo di 207V)

Diciamo:

-"modalità piena potenza" per carichi resistivi... 300W max

-"modalità onda modificata per carichi induttivi..." 243W max (81% Pmax)

Rinunciando a una manciata di Watt, si avrebbero dei benefici sostanziali per i carichi induttivi in termini sia di riscaldamento che di perdite, riducendo la corrente... e comunque la modifica, grazie al commutatore, non pregiudicherebbe la Pmax sui carichi resistivi a prescindere. Solo il vantaggio di poter utilizzare anche carichi induttivi che, comunque, con onda quadra "piena" non andrebbero nemmeno collegati ( se non per piccole potenze e poco tempo ).

Appena ho un momento, guardo quei due video... al secondo ho dato una sbirciatina, ma è lunghetto, voglio vederlo con calma anche perché il mio non è un inglese fluente... quindi il tempo di apprendimento si triplica però al minuto 12:00 ho visto un esempio dove si aggiunge un 30-50% del valore teorico ricavato a margine di sicurezza, come credo sia solitamente prevedibile in diverse circostanze..... spesso si sovradimensiona, il giusto senza esagerare... come faccio io

- Saltando di palo in frasca, googolando in rete per cercare altri schemi da analizzare ed eventualmente adottare e che rispondano un minimo al push-pull frankestain che ormai abita queste 13 pagine di discussione, ho notato in diversi schemi un controllo della tensione tramite optoisolatore con feedback della tensione in uscita dal raddrizzatore, funzionerebbe così:

l’uscita dell’inverter è portata tramite un partitore resistivo e isolamento ottico al pin1 del 3525.

L’optoisolatore manda il valore della tensione mantenendo l’isolamento galvanico tra la parte alta e bassa tensione.

La corrente nel LED interno dell’opto varia in base alla differenza tra la tensione reale e quella di riferimento.

Il transistor dell'opto modula il segnale di feedback: più luce riceve, più “abbassa” il segnale al pin1 di errore, riducendo il duty cycle e quindi la tensione di uscita.

Se la tensione scende sotto la soglia impostata, il LED dell’opto conduce meno, il transistor lascia salire il segnale pin1, aumentando il duty.

Magari appena ho un attimo potrei ridisegnare quel ramo di schema per maggiore comprensione.

Intanto ti ringrazio per gli interventi veramente al top e per la varia documentazione tecnica e video di appoggio.

[IsidoroKZ]

La formula che hai usato per i condensatori credo sia quella per i raddrizzatori a frequenza di rete. Qui siamo in condizioni completamente diverse, inoltre la frequenza e` di 60 kHz, perche' il raddrizzatore a doppia semionda la raddoppia.

Inoltre la corrente di uscita e` di 2A, quindi potenza di 600W, perche' dopo c'e` il circuito che forma gli impulsi 5ms on e 5ms off, quindi la potenza media e` di 300W, mentre quella di picco, che dura 5ms, e` di 600W, corrente di 2A, ed e` questa corrente da usare per il dimensionamento magnetico dell'induttore. Per quello termico va bene 1A perche' la parte termica ha costanti di tempo molto piu` lunghe di 5ms.

I conti della potenza con carichi induttivi e` piu` complicato perche' c'e` di mezzo la parte reattiva, bisognerebbe parlare di voltampere, non di watt.

Inoltre, generando un'onda quadra che produca lo stesso flusso, si ha meno perdita di coppia nei motori, ma la tensione contiene parecchie armoniche, quindi le perdite potrebbero essere un po' piu` alte, a pari flusso ottenuto con una sinusoide. Detto in breve: bisogna provare!

La retroazione con isolamento galvanico la lascerei perdere. Si puo` fare, ma qui non e` indispensabile e complica di non poco il circuito di compensazione.

Da lunedi` prossimo saro` in giro per un paio di settimane, avro` poco tempo per seguire il thread. Nel frattembo guarda bene il dimensionamento dei condensatori e se lo trovi, anche il dimensionamento dell'induttore.

[Superfelix]

IsidoroKZ hai ragione, la doppia semionda positiva dopo i diodi, riporta la frequenza in uscita a quella totale generata dal flip flop del PWM perché se non vado in confusione, per metà del tempo ogni mosfet + mezzo primario relativo, si alternano ma le pulsazioni sul secondario si sommano. Ho capito perché i picchi di corrente, come dici tu, raddoppiano considerando la parte successiva dello schema ancora da esaminare per ricreare onda a 50Hz ( ma che comunque... è giusto fin d'ora averne contezza )
Credo che per ricalcolare i condensatori, dovrei partire, concettualmente, dal fatto che la capacità deve essere tale da assorbire la componente AC dell'induttore tra un imppulso e l'altro.
La formula che ho usato, non so' se è corretta per le alte frequenze... cambiando il moltiplicatore "f", oltre certi limiti, la formula che applico potrebbe non essere più valida/adeguata ma conosco questa al momento... non saprei, comunque, riprovandola con le nuove osservazioni, verrebbe:

C = Iout / (fripple x DeltaVpp)
C = 2A / 60.000Hz x 0,7 Vripple = 47,6 uF (teorico) mentre la corrente dei due rami dopo il raddrizzamento doppia semionda si somma, quindi:
Ic,rms = 2 x Iout = 4A,rms ( circa )
Questa dovrebbe essere la corrente max che vedrebbero i condensatori se però non ci fosse l'induttore...
Se si considera l'induttore, la corrente che scorre nei condensatori non dovrebbe essere la corrente di carico totale mi sembra di capire ma solo il ripple di corrente che viene dall'induttore, quindi la corrente che vedono i condensatori è molto più bassa.
Considerando l'induttore costruito per un ripple del 20% ( ho letto tipico degli switching ), ovvero 0,4A della corrente in uscita, verrebbe:

C= Delta IL / ( 8 x f x Delta Vpp )
C= 0,4A / ( 8 x 60.000Hz x 0,7 ) = 1,19 uF (teorico)
Per i transitori di carico però non può bastare, serve più capacità ... e ho trovato e applicato quest'altra formula:
Cextra = Delta I x T reazione / Delta Vmax
Cextra = 2A x 0,0004s / 5V = 164uF (5V, sarebbe il calo max "ammesso" sui 325V... ovvero 1,5% )
Quindi, per stare comodi, si potrebbe mettere un 2,2 uF film o ceramico lowESR appena vicino ai diodi per filtrare alta freq e 4 elettrolitici per i transitori da 100uF in parallelo per abbassare ESR e avere margine di capacità.

Tutto ciò sempre se le formule adattate, fatte con calcoli per l'alta frequenza, non restituiscano un risultato incongruo. Questi conti, un po' anche per esercizio, li ho fatti calcolando una "f" allo stato dei fatti di 60 kHz dopo l'osservazione di IsidoroKZ ma il circuito reale in uscita dovrebbe funzionare a 30 kHz, quindi va aggiustata la rete RT, CT, RD del SG3525 per creare le due OUT PWM 15+15 kHz che poi dopo i diodi tornano ad essere 30 kHz... per poi proseguire verso l'ignoto e oltre... vedremo...

- Per l'induttanza avrei adottato questa altra formula:
L = (VL x D) / (f x Delta IL)
L = (325V x 0,5duty) / ( 60.000Hz x 0,4A ) = 6,77 mH
per 2A continui, viene un bell'induttore... se poi riporto i conti per uscita a 30 kHz si raddoppiano i mH ( essendo la grandezza dell'induttore inversamente proporzionale alla frequenza ) e viene ancora più grande... forse è un calcolo molto conservativo . Si potrebbe alzare e accettare ripple in uscita per ridurre dimensioni, trovando un equilibrio tra prestazioni/costo/dimensioni... forse. Se penso ai piccoli inverter cinesi da 300W onda quadra che mi è capitato di riparare qualche volta, sono praticamente vuoti dentro... ma forse funzionano a frequenze molto più alte, 150-200 kHz e il dimensionamento dell'induttore fa si che sia molto più piccolo... e sicuramente peccano di affidabilità, perché si guastano molto spesso, questi, al contrario, vengono costruiti probabilmente con calcoli molto meno conservativi per il dimensionamento dei componenti.

- Per quanto riguarda le perdite e il malfunzionamento su carichi induttivi a seconda dell'uscita Sin pura/quadra/ricostruita, io ho sempre letto in giro che l'alternativa dei costruttori nel tempo è stata quella di "tentare" di ricreare l'onda Sin pura con una ricostruita ( o modificata ) per assomigliare il più possibile ad essa, in modo da ridurre le armoniche affinchè i carichi induttivi potessero essere meglio gestiti. Resta comunque una via di mezzo... ne pura, ne quadra. In alcuni casi, per imitare più possibile la Sin pura, viene approssimata a più gradini per una migliore performance. Più che altro è una strada economica che abbassa costi di produzione di un onda pura "imitandone" le qualità. Un po' come mettere il sale sulla pasta una volta scolata nel piatto perché ci si è dimenticati di metterlo in pentola... sicuramente è meglio di mangiarla completamente sciapa... ma la pasta al suo interno il sale non lo ha assorbito in cottura e resta completamente insipida. Quindi, onda ricostruita e sale direttamente sulla pasta... sono evidentemente dei compromessi atti a migliorare una situazione non funzionale ad una che "funzionicchia" Cit.

- Ripassando e rivedendo i calcoli per carico induttivo bisognerebbe farli con il fattore di potenza, e si, oltre ad essere più complicato c'è il fatto che dovrebbe essere considerato sul tipo di carico specifico max che si vuole poter pilotare, in modo da irrobustire a dovere le elettroniche.
Ad esempio un piccolo motore o trasformatore, potrebbe avere un cosenfi di 0,9 ed avere potenza assorbita dal carico con fattore quasi 1:1 ( per 0,9...300W- 333VA ) potrebbe dare pochi problemi, invece, con carichi pesanti e uno sfasamento 0,5 tra tensione e corrente si avrebbe un assorbimento doppio in VA ma sul carico ne arriverebbe la metà del totale. Peggio ancora penso all'ipotesi di avviamento di un motore a induzione, nei primi istanti durante lo spunto potrebbe anche triplicare...
Considerando, come da ipotesi circuitale, i 300W max dell'inverter, il massimo trasferimento di potenza prima di protezione da sovracorrente su un carico induttivo con sfasamento importante ad esempio 0,5 dovrebbe limitare la potenza al carico a soli 150VA, mentre l'altra dovrebbe rimanere come potenza circolante nel circuito, che assorbe gli altri 150VA ma viene "persa" ( o insomma per dire... non trasferita come lavoro utile... aumentando le correnti interne nel PCB ). Non so' quanto ci sia di giusto e di sbagliato in quanto asserito, questo è quello che ho capito documentandomi un po' qua un po' la.

- La retroazione con isolamento galvanico l'ho vista riproposta in più schemi, come però, ho visto riproposto il current limiter e il voltage regulator utilizzando come comparatore LM358, che, come dice giustamente BrunoValente non è nativo per questo utilizzo e potrebbe anche non funzionare ( inoltre non è nemmeno rail to rail )... si potrebbe eventualmente utilizzare un LM393 che probabilmente è più idoneo allo scopo. L'unica cosa, che il collegamento con optoisolatore non l'ho visto complicato, almeno all'apparenza, sarà che non riesco ancora a immaginare il modo più semplice per il regolatore tensione, considerando che, ho capito possa essere anche dispensabile ( forse ho capito male ).

Detto ciò, fai buone ferie/vacanze o quello che sia e grazie per avermi dato assistenza e dedicato tempo. Non so' dove arriverò con questo circuito o eventualmente con altri che sto scremando per riproporne uno riadattabile al caso ma come dice BrunoValente, prendere un layout, una lista di componenti, montarli su un PCB e farlo funzionare, "senza capire perché funziona", siamo capaci tutti...
Lo scopo (almeno il mio ) sarebbe quello di capire il perché di quel valore e di quel componente messo in un particolare ramo di schema affinchè possa funzionare come da volontà di chi ha fatto quelle determinate scelte... o almeno provarci. Questa sarebbe una grande soddisfazione se domani dovessi farcela, con tutte le mie lacune e le mie mancanze, che, spero di colmare in parte strada facendo anche se il progetto è un po' fuori portata per me, lo riconosco... vabbè vediamo dove riesco ad arrivare ormai sto ballando....
Magari creo solo un piccolo PWM con buffer didattico e poi, più avanti se acquisisco maggiori capacità continuo, non vorrei cestinare il progetto, magari lo lascio in standbye.
Una cosa però è certa, non me ne esco a tasche vuote da questo confronto, alcuni concetti e pareri sono stati illuminanti per me. A volte ci si rifugia nel termine "obbistico" in queste discussioni tecniche, però la scienza, la fisica, l'elettronica in quanto materie, non conoscono questo termine... non può essere un attenuante per il quale un circuito dovrebbe fare beneficienza e cominciare a funzionare solo perché si è degli obbisti. Sarebbe come prendere in mano una chitarra e pretendere che suoni da sola perché si è dei principianti... Se una scelta è giusta o sbagliata e risponde alle regole e al rigore scientifico, lo è sia se la fa un obbista o un professionista... le scienze non fanno prigionieri...soprattutto quelle applicate come l'elettronica.

Per quanto riguarda un tuo eventuale e gradito prossimo intervento, se vorrà esserci e lo spero così come quello di chiunque altro IsidoroKZ... senza impegno e senza disturbarti... io resto da queste parti spero a non fare troppi danni e approfitto per studiare meglio il corretto dimensionamento dei condensatori per le alte frequenze e il calcolo dell'induttore in modo più appropriato... se ci riesco.

( mi scuso con tutti, dapprima perché non ho il dono della sintesi e in secondo luogo perché cerco di argomentare nel tentativo di essere più esaustivo possibile... capisco che per qualcuno questo sermone possa dare fastidio... ma non saprei come altro fare... magari saltete i messaggi troppo lunghi )

a presto

[Superfelix]

Buonasera,
ieri sera avevo un oretta libera e tanto per curiosità ho tentato di unire la parte pratica a quella teorica, mi sono immolato nella costruzione, seppur sperimentale, dell'oscillatore e relativo buffer... prima su bredboard e poi su millefori. Nonostante le realizzazioni di circuiti HF non siano adeguate a queste soluzioni devo dire che tutto ha funzionato... bene o male...

Inizialmente RD con 150 Ohm non faceva oscillare il PWM, solo dopo qualche tentativo, ho notato che tutto funzionava sostituendola con un jumper. Non so' di preciso per quale motivo non oscillasse, forse il 3525 non di ottima fornitura e tolleranze varie... non saprei.
Considerando che in questo modo funziona "correttamente" volevo capire se il jumper può essere una soluzione reale definitiva utilizzando la RD intrinseca del 3525, oppure se è il caso di mettere una R di una decina di ohm, che ho visto non cambia quasi nulla in termini di dead time. Sul DS ho letto che RD può essere da 0 a 500 Ohm... non saprei.
Attualmente, il deadtime è di circa 400 ns misurando la parte "mediana" dei fronti salita/discesa. Stoppando la misura e ingrandendo la forma d'onda, ho notato che il fronte di discesa è più rapido di quello di salita ma credo che ciò dovrebbe essere normale. I push-pull interni al 3525 dovrebbero fornire correnti leggermente diverse in funzione della scarica in "sink" verso massa o in "source" verso Vcc. Il sink sembrerebbe più potente quindi del source e scarica più velocemente. ( In una delle foto, quella dove si legge la misura del deadtime tramite i cursori verticali, si nota la differenza dei fronti, anche se, la discesa è canale giallo e salita è canale blu, ma sono identiche per comprendere la cosa... il display mi porta fuori schermo l'onda intera gialla quando è in pausa con quell'ingrandimento nel tempo).

- Ho collegato alle uscite PWM anche il buffer a BJT e anche se non gli ho applicato ancora carichi per capire se erogano "il loro" ( pensavo con una piccola lampadina ), penso che stiano funzionando perché vedo una caduta di tensione sugli emettitori di circa 0,5 - 0,6 V che dovrebbe essere quella tipica delle giunzioni dei BJT.
Sulle out del 3525 ho circa 14 Vcc.

- Attualmente ho un condensatore softstart da 47 uF che avevo sottomano e che impiega 3 secondi per formare gradualmente il duty a regime ma credo che sia troppo grande... forse 22 uF dovrebbe essere un valore migliore. Penso che fino ad un certo punto il soft start sia una cosa buona per proteggere i mosfet ma se il tempo è troppo lungo potrebbe non essere ben digerito da alcune elettroniche più sensibili che invece richiedono una tensione di alimentazione totale entro pochi cicli...

- Ho inserito al posto di RD 22k un trimmer da 100K in via sperimentale e centrare la frequenza fosc a 30 kHz totali, come si vede dalla lettura del pin 5 con il dente di sega. Le due uscite 11-14 restituiscono le loro metà a 15 kHz. Successivamente, dopo il raddrizzamento a semionda positiva la frequenza tornerà a 30 kHz.

Diciamo, questa prima parte circuitale funzionerebbe... adesso però, dopo l'osservazione di IsidoroKZ nel post [125] dove si puntualizza il raddoppio della frequenza dopo il raddrizzamento a cui non avevo proprio ripensato, mi viene il dubbio che il trasformatore oscillando a 15 kHz potrebbe essere un problema per l'udibilità essendo in banda "audio", si potrebbe sentire un sibilo al variare del carico e potrebbero esserci "forse" anche delle vibrazioni meccaniche che bene non fanno di sicuro al trasformatore stesso.

Per quanto riguarda il regolatore di tensione, ho visto che si può sostituire circuitalemte lm358 con lm393 che è più indicato allo scopo e soprattutto più rapido e preciso ma mi sembra di capire che lm393 sia open collector, quindi per farlo funzionare credo ci sia bisogno di un resistenza di pull up sul collettore, diciamo 4,7K, come quella che da schema mette a massa il pin shutdown.

[stefanodelfiore]

Superfelix mi sembra strano che con Rd pari a 150 ohm l'oscillatore non oscilli. Con Rt di 22k e una f di 30 kHz la Ct dovrebbe essere di circa 2.2 nF. Con Ct di 2.2 nF e una Rd di 150 ohm dai grafici dovresti avere un tempo morto di circa 1,5 us mentre con Rd=0 un tempo morto di circa 0,7 us. Sei sicuro che Rd sia realmente da 150 ohm, l'hai misurata con il multimetro?

[Superfelix]

Ciao stefanodelfiore, si l'ho misurata diverse volte... 150 Ohm
CT è 1 nF ( che da DS è il minimo... non vorrei fosse proprio borderline e non inneschi oscillazione... ma non vorrei dire corbellerie ). Ho provato con 10 Ohm e funziona ma cambia leggermente il DTime. Ho provato con 3-4 IC diversi ma stesso comportamento. Potrebbe essere dovuto alla realizzazione "approssimativa" su 1000 fori a queste frequenze???

Ho visto che nel calcolo dei componenti del deadtime, in una formula semplificata compare il coefficiente 0,7... che sarebbe il 70%. In pratica, dentro l'integrato c'è un comparatore che commuta quando viene superata una certa soglia. Questa soglia in realtà non è il 100% bensì il 70% reale e sarebbe dove nasce questo coefficiente empirico di 0,7. Quindi pur tenendo una RD zero ohm, ci dovrebbe essere sempre un DTime che varia da 0,5 a 0,7 us.
Sembrerebbe che sotto questa soglia minima di tempo non si possa andare a meno che di utilizzare driver specifici tipo gli IR2110 che sono più moderni e hanno tempi di crossconduction più piccoli.

Tuttavia con 700ns a 30 kHz si dovrebbe avere una perdita del duty max del 4% che è trascurabile. Io "mediamente" leggo sul mio circuito 400 ns, quindi la perdita dovrebbe essere più bassa, circa del 2-3%.

Sul discorso della banda udibile mi sto fasciando la testa prima di romperla oppure il problema è concreto?

Per lo scambio con lm358 e lm393 e la resistenza di pull up essendo opencollector? Potrebbe/dovrebbe funzionare così?

[stefanodelfiore]

Puoi sempre provare ad utilizzare per Ct un condensatore di capacità maggiore ad esempio un 4,7 nF e per Rt circa 10 kohm e per Rd 150 ohm e vedi se eri al limite come valore di Ct con 1nF.
Non mi sembra nei data sheet compaia il calcolo solo del deadtime, nel datasheet (ST)compare il calcolo della frequenza dell'oscillatore dove c'è la costante 0,7. In ogni caso ci sono le curve per il tempo di carica e scarica del condensatore Ct che ti permettono di determinare la frequenza dell'oscillatore.
Per essere sincero il 3525 non l'ho mai usato nel passato ma ho usato il 3526 che è molto simile.
Il valore del massimo del duty cycle che puoi ottenere è specificato nel datasheet compreso tra 45 e 49%.
Puoi sempre far funzionare l'oscillatore a frequenza maggiore come 40 kHz, i 20 kHz dubito che un orecchio umano riesca a sentirli.
Il comparatore LM393 è open collector quindi richiede il resistore di carico o qualcosa di simile.