Regolatore LDO e stabilizzazione a 5V

[brabus]

Rispondo innanzitutto a Bruno Valente e a ginfizz.
Grazie ragazzi, è molto bello vedere che la discussione attira il vostro interesse e vi spinge a proporre delle soluzioni .
Lo schema proposto da Bruno è interessante, ma purtroppo devo ammettere che la mia esperienza nel campo "convertitori" è alquanto limitata. A dir la verità non mai dovuto lavorare con induttanze o con trasformatori ad alta frequenza . Diciamo che li ho conosciuti solo sui libri. Data la mia limitata esperienza "pratica" in tale campo, non mi azzardo ad esprimere commenti sul circuito che hai proposto, Bruno. Sicuramente mi stampo lo schema e me lo studio; altrettanto sicuramente, appena le condizioni al contorno me lo permetteranno, mi butterò a capofitto anche nel campo switching!

Volevo poi commentare le foto di David. In particolar modo l'ultima è molto interessante, e fornisce non poche "chiavi" per giungere ad una soluzione. La commento:


Notiamo innanzitutto alcune cose (attenzione, le misure sono arrotondate per comodità):

1) La tensione sul condensatore C2 presenta un'ondulazione, da un minimo di 1 V ad un massimo di 2.5 V. E' evidente come nel punto Vmax=2.5 V la fase di carica non sia completa (dall'operazionale stanno uscendo ancora 40 mA!), ma ciononostante l'andamento della tensione è abbastanza "piatto". Infatti, la tensione al termine della fase di carica potrà raggiungere un valore massimo stimabile come: , indicando con la caduta di 0.6V sul diodo D1, e il valore della tensione "bassa" in uscita dall'operazionale, che possiamo stimare attorno ai 0.3V.
Il bilancio di queste tensioni ci obbliga a sostituire gli 1N4148 (presumo che David abbia usato questi diodi) con dei diodi schottky.
2) L'ondulazione della tensione su C2 è decisamente eccessiva. La fase di scarica è molto penalizzante: si nota come C2 si scarichi quasi completamente; poiché C2 = C4, la tensione ai capi di C2 risulta praticamente dimezzata, a causa del trasferimento di carica verso C4. Questa è la motivazione che spinge a porre C2 >> C4.
Dal punto di vista "pratico" questo si traduce in una scelta definitiva per C4; in base al valore scelto per C4 si dimensionerà quindi C2. Aumentando la capacità C2 si ottiene un maggiore trasferimento di carica verso C4, mantenendo al tempo stesso una tensione più alta a fine scarica (ossia alla fine dell'intervallo T4), che si traduce chiaramente in una tensione più alta all'uscita.
3) L'andamento delle correnti mostra un dettaglio molto interessante. Osservando l'andamento della tensione su C2, si nota come esso "assomigli" ad un esponenziale inverso, ma al tempo stesso presenti un andamento praticamente lineare all'inizio della fase di carica e della fase di scarica (intervalli T1 e T3). L'andamento lineare della tensione ci dice che in tali intervalli la corrente erogata dall'operazionale è costante. In altre parole, siamo in condizione di pieno slew rate (la pendenza è indicata in rosa). Osserviamo infatti l'andamento della corrente: negli intervalli T1 e T3 essa descrive con buona approssiazione un rettangolo (ho indicato in rosa il rettangolo di carica, in verde il rettangolo di scarica), pur conservando una leggera asimmetria (dovuta al fatto che durante la fase di scarica si alimenta anche il carico, e quindi la corrente richiesta è leggermente superiore... ecco il motivo dei 40 mA residui alla fine di T4). Questa approssimazione può essere usata per stimare con buona precisione l'andamento della tensione su C2... Basta calcolare l'area del rettangolo, e scalarla per il valore di C2; se riusciamo a far lavorare l'operazionale continuamente in slew rate abbiamo una grande semplificazione "nei calcoli".
Notiamo al tempo stesso che la corrente fornita dall'operazionale raggiunge il valore di ben 150 mA sia in fase di carica che in fase di scarica. Questo significa che possiamo caricare condensatori ben più grossi, e che il limite più grande alla loro carica completa non deriva dalla corrente fornita dall'operazionale, bensì dai limiti di tensione massima offerti dal diodo e dal "rail" effettivo dell'operazionale.

Alla luce di queste considerazioni, io modificherei il circuito come segue:
C2 = 100 uF
C4 = 10 uF
Diodi: sostituire tutti i diodi con schottky (ad es. 1N5819).
Carico: solita resistenza da 100 ohm.
Frequenza: manteniamo per ora 1,5 kHz, in modo da effettuare delle misurazioni nelle stesse condizioni delle precedenti.

In questo modo dovremmo riuscire a diminuire l'ondulazione di tensione su C2, "tirando" maggiormente l'operazionale, che si trova a lavorare di fatto come generatore di corrente, in perenne fase di slew rate.

Per quanto riguarda il filtraggio e la regolazione della tensione d'uscita, io proporrei di valutare l'effettivo andamento della tensione dopo aver modificato il circuito (magari possiamo salire ancora con i valori delle capacità), ed eventualmente discutere nuovamente l'idea del 7805. Filtrando la tensione in uscita dalla pompa di carica con un filtro LC e regolandola banalmente con un diodo zener, possiamo accontentarci anche di tensioni più basse, e non inseguire necessariamente i 7 V di tensione minima.

[BrunoValente]

...Per quanto riguarda la parte della logica mi sembra tutto chiaro, hai inserito il flip flop per evitare che i mosfet durante lo switching si possano trovare in conduzione nello stesso momento. Se infatti entrano in conduzione nello stesso istante (anche per brevissimi periodi) ci troviamo sugli avvolgimenti due correnti opposte che annullano l' effetto "frenante" del nucleo e quindi l' alimentazione va in corto circuito...

Si, certo, il flip flop evita la contemporaneità, ma non è questo il motivo per cui l'ho utilizzato.
Come ho già detto in precedenza è una questione di simmetria: il duty cycle deve essere 50% con estrema precisione, pena lo scorrimento di forte corrente continua nel primario.
La componente continua della tensione sul primario non sarebbe nulla se l'onda quadra non fosse perfettamente simmetrica e, siccome il primario è un cortocircuito per la continua, la corrente continua nel primario aumenterebbe senza limiti.

...Per la parte di potenza invece usi un trasformatore a doppio primario avvolto in modo che quando un' avvolgimento è portato a massa dalla chiusura del mosfet l' altro generi una tensione opposta che attraverso il diodo viene riportata all' uscita raddoppiando la tensione di alimentazione (questo nel caso di doppio avvolgimento senza prese intermedie).Lavorando poi sulla frequenza d' oscillazione si potrà portare il trasformatore a lavorare in condizioni al "limite" della saturazione in modo da ottenere un' ottimizzazione delle dimensioni del nucleo. E' corretta la mia interpretazione?

Si

...Volevo poi farti un paio di domandine riguardanti il pilotaggio dei mosfet... tutti quei componenti mi danno alla testa .
-Se non sbaglio le resistenze servono per garantire la scarica del gate.
-I condensatori in uscita dal CD4027 invece li hai messi per evitare che le componenti continue che escono dall' integrato quando l' uscita è bassa possano caricare il gate del mosfet ?
-Invece i diodi servono per permettere una veloce interdizione del mosfet quando l' uscita commuta da alta a bassa ?

No, no, non è così che vanno le cose, in pratica quei componenti tra il flip flop e i mosfet non modificano sostanzialmente il funzionamento, tutto andrebbe nello stesso modo se le uscite del flip flop fossero direttamente connesse ai gates tranne che per un dettaglio: per tensioni di alimentazione molto basse si potrebbe verificare che l'oscillatore non sia in grado di innescare e che da una delle due uscite del flip flop fuoriesca una tensione continua già sufficiente a portare il relativo mosfet in conduzione provocando un cortocircuito.
Per evitare questo ho previsto quei componenti che, in caso di assenza del segnale dall'oscillatore, garantiscono una sicura interdizione di entrambi i mosfet: le resistenze garantiscono 0V sui gates in assenza di segnale, i condensatori in presenza del segnale garantiscono il suo trasferimento dalle uscita del flip flop ai gates e i diodi, sempre in presenza del segnale, garantiscono la rigenerazione della componente continua riportando l'onda quadra sui gates ad essere tutta positiva, infatti senza diodi sborderebbe sotto zero per metà della sua ampiezza non garantendo un pilotaggio sufficiente.

...A titolo informativo credo di aver trovato un' integrato che sembrerebbe fatto apposta per questo circuito perché integra entrambi i dispositivi: SN74HC109DRG4 almeno così mi è sembrato guardando lo schema a blocchi (pagina 2) del datasheet.

Mi sembra ok ma siamo sicuri che sia Cmos? quella sigla mi fa pensare ad un TTL e non garantirebbe un'ampiezza dei segnali di uscita pari all'alimentazione.

[davidde]

X brabus:

Brabus, volevo farti una domanda veloce in modo da poter interpretare meglio il tuo bel raginamento. Con slew rate ti riferisci all' operazionale? A me la forma della tensione ai capi di C2 mi sembrava più una curva di carica dei circuiti RC (dove R è rappresentata dalla resistenza d' uscita dell' operazionale). Non riesco a capire se nel tuo discorso ciò sia sottinteso oppure se con slew rate intendi proprio la variazione di tensione (in questo caso lenta) imposta dall' uscita dell' operazionale ...

X bruno valente

Si, certo, il flip flop evita la contemporaneità, ma non è questo il motivo per cui l'ho utilizzato.
Come ho già detto in precedenza è una questione di simmetria: il duty cycle deve essere 50% con estrema precisione, pena lo scorrimento di forte corrente continua nel primario.
La componente continua della tensione sul primario non sarebbe nulla se l'onda quadra non fosse perfettamente simmetrica e, siccome il primario è un cortocircuito per la continua, la corrente continua nel primario aumenterebbe senza limiti.

E' vero, me l' avevi detto anche l' altra volta in relazione all' onda quadra generata dal PIC per il trasformatore di pilotaggio del mosfet. Eri stato anche molto chiaro (messaggio [201]).
Quindi il 40106 genera una frequenza con duty cycle non perfetto, quest' onda viene inviata all' ingresso di clock del 4027 che essendo in modalità toggle (J-K alti) pilota le uscite commutandole ad ogni periodo del segnale di clock. In questo modo la frequenza d' oscillazione di pilotaggio dei mosfet sarà la metà di quella generata dal 40106 con il vantaggio di essere esattamente quadra. Questo perché il periodo dell' onda generata dal 4016 è indipendente dall' isteresi delle soglie alta e bassa. Bruno, potresti confermare ?

No, no, non è così che vanno le cose, in pratica quei componenti tra il flip flop e i mosfet non modificano sostanzialmente il funzionamento, tutto andrebbe nello stesso modo se le uscite del flip flop fossero direttamente connesse ai gates tranne che per un dettaglio: per tensioni di alimentazione molto basse si potrebbe verificare che l'oscillatore non sia in grado di innescare e che da una delle due uscite del flip flop fuoriesca una tensione continua già sufficiente a portare il relativo mosfet in conduzione provocando un cortocircuito.
Per evitare questo ho previsto quei componenti che, in caso di assenza del segnale dall'oscillatore, garantiscono una sicura interdizione di entrambi i mosfet: le resistenze garantiscono 0V sui gates in assenza di segnale, i condensatori in presenza del segnale garantiscono il suo trasferimento dalle uscita del flip flop ai gates e i diodi, sempre in presenza del segnale, garantiscono la rigenerazione della componente continua riportando l'onda quadra sui gates ad essere tutta positiva, infatti senza diodi sborderebbe sotto zero per metà della sua ampiezza non garantendo un pilotaggio sufficiente.

E' Bruno che dire... complimenti! Le hai pensate proprio tutte e con tre componenti hai risolto ogni problema.
Ora ho capito, grazie.

Mi sembra ok ma siamo sicuri che sia Cmos? quella sigla mi fa pensare ad un TTL e non garantirebbe un'ampiezza dei segnali di uscita pari all'alimentazione.

Direi di sì, avevo sbagliato a mettere il link del componente, è questo. Se ho visto bene con una tensione d' alimentazione di 6V e una corrente di 5mA le condizioni peggiori sono 5.5V per l' uscita alta e 0,3V per quella bassa. Cosa ne dici è sufficiente o c'è di meglio?

[BrunoValente]

Si, confermo, solo non mi è chiaro cosa intendi quando dici: "Questo perché il periodo dell' onda generata dal 4016 è indipendente dall' isteresi delle soglie alta e bassa"

[davidde]

Bruno hai ragione sono stato poco chiaro ed ho anche sbagliato il nome dell' integrato (intendevo 40106); quello che volevo dire è questo, riporto parte del datasheet per rendere più comprensibile il discorso:

Soglie interne 40106.png (43 KiB) Osservato 3633 volte

Se non sbaglio il 40106 ha due soglie in funzione delle quali commuterà l' uscita. Una soglia si occupa della commutazione dell' uscita quando il segnale (in ingresso) sale mentre l' altra quando il segnale scende. Le due soglie sono ben distinte e differenziate da un' isteresi. Se la soglia fosse unica a Valim/2 potrebbe succedere che in presenza di un particolare segnale che oscillasse a cavallo di Valim/2 l' integrato non riuscirebbe a distinguere a quale livello mantenere l' uscita che diverrebbe perciò instabile compromettendo l' utilità del trigger di Schmitt.
D' altra parte queste soglie nel nostro caso sono contro producenti poiché impongono un duty cycle differente dal 50%. Questa asimmetria sarà tanto più marcata quanto più alta sarà la costante di tempo del circuito RC collegato all' integrato.

Se però facciamo in modo di prendere il periodo generato dal trigger di Schmitt (e questo nel tuo schema è ottenuto con il 4027) queste soglie non dovrebbero più essere un problema perché non hanno alcuna influenza sulla frequenza generata dall' integrato ma soltanto sul suo duty cycle.

Va un po meglio ?

Edit:

Questa asimmetria sarà tanto più marcata quanto più alta sarà la costante di tempo del circuito RC collegato all' integrato.

Ripensandoci bene su questa affermazione ho qualche dubbio ... verificherò in pratica ...

[davidde]

Brabus ho letto con attenzione il tuo messaggio e direi che sono d' accordo con le soluzioni che proponi.
Soltanto alcuni punti non mi sono chiari, mi farebbe piacere avere una conferma in modo da poterci capire al meglio.

Riguardo al punto 1 convengo anch' io che sia meglio sostituire i diodi che come hai giustamente notato, al momento della fotografia erano 1N4148. Non riesco però a capire perché ritieni che a fine carica la corrente in' uscita sia ancora di 40mA. Se come dici più avanti nel messaggio la curva di carica è quella sottostante la linea degli 0A (anch' io la penso così) a me sembrerebbe che a fine carica la corrente in' uscita dall' operazionale sia quasi nulla e questo garantirebbe il fatto che il condensatore è ormai carico. I 40mA a mio avviso sono relativi alla curva di scarica della corrente e indicano che durante questa fase il condensatore non si svuota (passami il termine) completamente, questo si nota anche dal fatto che la tensione ai capi di C2 non scende mai a 0V ma si ferma a minimo 1V.

Riguardo al punto 2 concordo pienamente ed avremo modo di vedere cosa succede realmente al più presto modificando il circuito come hai suggerito a fine messaggio.

Anche con il tuo punto 3 concordo quasi in tutto tranne che per il fatto che come detto sopra secondo me durante la scarica il condensatore non riesce a scaricarsi completamente.


A me guardando l' ultimo oscillogramma verrebbe da dire che la resistenza d' uscita dell' operazionale è inferiore a quella di carico poiché mentre in fase di carica il condensatore riesce a riempirsi completamente in fase di scarica la tensione ai suoi capi non scende oltre il volt .
Si nota poi un' altro aspetto interessante, il calo della frequenza d' oscillazione all' aumentare del carico che passa da 1,5Khz con un carico di 1K a 1,26KHz con il carico da 100ohm.

Comunque sia questa sera faccio la prova con C2 da 100µF e diodi più efficienti poi ti invio i risultati.

Grazie per la bella analisi che hai fatto, molto curata ed interessante!

P.S. X Bruno
Ti ho risposto nel messaggio precedente ...

[brabus]

X brabus:

Brabus, volevo farti una domanda veloce in modo da poter interpretare meglio il tuo bel raginamento. Con slew rate ti riferisci all' operazionale? A me la forma della tensione ai capi di C2 mi sembrava più una curva di carica dei circuiti RC (dove R è rappresentata dalla resistenza d' uscita dell' operazionale). Non riesco a capire se nel tuo discorso ciò sia sottinteso oppure se con slew rate intendi proprio la variazione di tensione (in questo caso lenta) imposta dall' uscita dell' operazionale ...

All'inizio pensavo anche io che il condensatore si caricasse seguendo un esponenziale inverso a causa della resistenza d'uscita dell'operazionale, ma poi osservando meglio la forma d'onda di tensione, e soprattutto l'andamento della corrente, ho notato che non è proprio così.
L'esponenziale inverso sembra infatti "spezzato"; nell'intervallo T1 e nell'intervallo T3 la tensione sale e scende in modo praticamente lineare . Non trovi?
Ne hai conferma osservando l'andamento della corrente, che teoricamente dovrebbe presentare dei picchi monotòni in corrispondenza delle commutazioni, e che invece presenta delle "gobbette" (fatalità poco distanti dalla corrente massima dichiarata per l'operazionale, 175 mA se non sbaglio).
Le "gobbette" (sempre secondo il mio occhio) indicano la saturazione in corrente dell'operazionale.
Sarebbe interessante osservare la tensione ai morsetti d'ingresso dell'operazionale; sicuramente presenta delle brusche variazioni in corrispondenza dei fronti di commutazione: la coppia differenziale d'ingresso dell'operazionale risulta molto sbilanciata, e spinge lo stadio d'uscita ad erogare la corrente massima.
C'è un'analogia con il comportamento di un OTA... Ecco, puoi vedere l'operazionale come un OTA con uno stadio finale a bassa impedenza, il comportamento diventa lo stesso, secondo me si può parlare di "saturazione di corrente" senza grossi problemi .

Per carità, questo discostamento dall'esponenziale causato dallo slew rate non modifica pesantemente le prestazioni del circuito, ma sicuramente ci dice che possiamo ottenere prestazioni ben superiori... In fin dei conti l'operazionale eroga la corrente massima per istanti molto brevi, e poi le sue potenzialità sono vanificate dalle cadue sui diodi e dalle ridotte dimensioni dei condensatori.
Ripensandoci, forse possiamo salire ancor di più con le capacità, oltre i 100 uF per C2, magari ottenendo i valori ottimali con qualche parallelo.
Ma, come diceva il grandissimo Malesani, "Il circuito ha sempre ragione" , quindi aspetto di vedere qualche misurazione* che confermi le ipotesi...

*BEATO TE che hai l'oscilloscopio!!!

EDIT: Solo ora vedo il secondo messaggio che hai scritto, David, e qui ti rispondo:

Non riesco però a capire perché ritieni che a fine carica la corrente in' uscita sia ancora di 40mA. Se come dici più avanti nel messaggio la curva di carica è quella sottostante la linea degli 0A (anch' io la penso così) a me sembrerebbe che a fine carica la corrente in' uscita dall' operazionale sia quasi nulla e questo garantirebbe il fatto che il condensatore è ormai carico. I 40mA a mio avviso sono relativi alla curva di scarica della corrente e indicano che durante questa fase il condensatore non si svuota (passami il termine) completamente, questo si nota anche dal fatto che la tensione ai capi di C2 non scende mai a 0V ma si ferma a minimo 1V.

Infatti, i 40 mA persistono solo durante la fase di "scarica" di C2 (rettangolo verde). La "carica" (rettangolo rosa) avviene correttamente, come conferma la corrente che si assesta dolcemente sullo zero.
Il motivo per cui C2 non si svuota completamente è un po' più complesso da ricercare, perché c'entra lo scambio di carica con C4, la corrente assorbita dal carico, quella prelevata dall'alimentazione, etc.. Ad ogni modo io "darei la colpa" quasi completamente all'assorbimento da parte del carico, che interferisce con lo scambio di carica fra i condensatori.

A me guardando l' ultimo oscillogramma verrebbe da dire che la resistenza d' uscita dell' operazionale è inferiore a quella di carico poiché mentre in fase di carica il condensatore riesce a riempirsi completamente in fase di scarica la tensione ai suoi capi non scende oltre il volt .

Concordo, l'operazionale che hai per le mani è un "piccolo mostro"!

Si nota poi un' altro aspetto interessante, il calo della frequenza d' oscillazione all' aumentare del carico che passa da 1,5Khz con un carico di 1K a 1,26KHz con il carico da 100ohm.

Ecco, questo secondo me dipende dal fatto che l'operazionale "fa fatica" a caricare C2. Poiché è richiesto un impulso di corrente, si fanno sentire sia lo slew rate che l'inevitabile impedenza d'uscita dell'operazionale; questo contribuisce a "rallentare" la salita della tensione sul condensatore dell'oscillatore.
Beh poco male, la frequenza scende del 15% a pieno carico... Forse con i condensatori più grossi noteremo una variazione più marcata, poiché "stresseremo" ancor più a fondo l'operazionale.

Grazie per la bella analisi che hai fatto, molto curata ed interessante!

Grazie a te. Davvero, vedere che qualcuno assembla il circuito e ci attacca un oscilloscopio realizza un sogno che, ahimé, non posso realizzare qui a casa.
Mi sono ripromesso che, terminati gli studi, mi procurerò subito un oscilloscopio Almeno il confronto sarà più "alla pari"!

[BrunoValente]

...D' altra parte queste soglie nel nostro caso sono contro producenti poiché impongono un duty cycle differente dal 50%...

Non proprio così David: le due soglie non sono di per se controproducenti per quanto riguarda la simmetria dell'onda quadra, infatti, pur essendo due per la questione dell'isteresi, se fossero veramente simmetriche rispetto alla metà della tensione di alimentazione, ad esempio 5V e 10V con 15V di alimentazione, l'onda quadra sarebbe lo stesso simmetrica perché il tempo che impiegherebbe il condensatore per caricarsi da 5 a 10V quando l'uscita è a 15V sarebbe lo stesso che impiegherebbe per scaricarsi da 10 a 5V quando l'uscita è a 0V. Il motivo della asimmetria va ricercato invece nel fatto che i due valori di 5 e 10V sono solo teorici e in pratica, a causa delle tolleranze del componente, non sono affatto precisi, potrebbero benissimo essere 4 e 8V e allora sì che il tempo di carica sarebbe diverso da quello di scarica.

...Se però facciamo in modo di prendere il periodo generato dal trigger di Schmitt (e questo nel tuo schema è ottenuto con il 4027) queste soglie non dovrebbero più essere un problema perché non hanno alcuna influenza sulla frequenza generata dall' integrato ma soltanto sul suo duty cycle...

Si, diciamo per la precisione che i valori di tensione relativi alle due soglie determinano i due tempi di carica e di scarica del condensatore e di conseguenza determinano anche la durata del periodo che è costituito dalla somma dei due tempi e quindi anche la frequenza. I singoli periodi però dureranno tutti lo stesso tempo e, come dici tu, l'uscita del flip flop, che commuta ad ogni fine/inizio periodo del segnale dell'oscillatore, è un'onda quadra perfettamente simmetrica.

Edit:

Questa asimmetria sarà tanto più marcata quanto più alta sarà la costante di tempo del circuito RC collegato all' integrato.

Ripensandoci bene su questa affermazione ho qualche dubbio ... verificherò in pratica ...

Fai bene ad avere dubbi

[ginfizz]

L'uso del 4027 ritengo sia necessario perché la simmetria dell'onda quadra occorre che sia massima al fine di evitare componenti continue nella tensione sul primario che darebbero luogo a correnti continue altissime. Utilizzando semplicemente delle porte NOT non si riesce ad ottenerla perché rimarrebbe invariato il grado di simmetria imposto dall'oscillatore che non è il massimo. La simmetria dell'onda quadra nell'oscillatore dipende da quanto sono simmetriche le due soglie del trigger rispetto all'alimentazione e quindi non ci si può aspettare una gran precisione

Ottimo. Se ho ben capito la commutazione dei due mosfet si inverte quindi solo quando il 4027 riceve il fronte ascendente dell'oscillatore, e diventa indipendente dalla durata della parte 1 e 0 dell'onda quadra di pilotaggio.
Inoltre se si fossero usate le cinque porte come da me ipotizzato tra il gate di un mosfet e l'oscillatore ci sarebbero state due porte, mentre l'altro ne avrebbe avuto una sola. Quindi un mosfet sarebbe andato in conduzione un attimo dopo l'interdizione dell'altro,e qui non ci sarebbe niente di male, ma al successivo ciclo l'altro sarebbe andato in conduzione quando era ancora in conduzione il precedente.

Se non interpreto male il tuo circuito

Beh, non e' mio ...

, il diodo DS5 dovrebbe servire inizialmente, prima che l'oscillazione si inneschi, a generare una tensione di circa +0.7V sul condensatore C11 necessaria a polarizzare correttamente TR3 affinchè l'innesco possa avvenire. Ad innesco avvenuto la tensione continua su C11 dovrebbe tendere a scendere e ad assumere valori negativi a causa del raddrizzamento del segnale ad opera della giunzione BE del transistor e qui dovrebbe intervenire DS6 che limiterebbe la discesa a circa -0.7V. In questo modo l'oscillatore, affinchè l'innesco possa avvenire, inizialmente sarebbe polarizzato in classe A e, ad innesco avvenuto, in classe C al fine di migliorare il rendimento.

Pefetto anche qui. Il ragionamento non fa una una grinza, come al solito hai dimostrato di non essere solo un gradino piu' in alto, ma diverse rampe di scale .

Ah, se avessi avuto la possibilita' di studiarla come si deve questa elettronica.....
Scusa il ritardo con cui ti ho risposto ma per me incomincia il periodo duro con il lavoro
Ciao e grazie 1000 di nuovo

[davidde]

Bruno, ieri leggendo la tua risposta mi è venuto da ridere; se ti dico quanto ci avevo pensato prima di scriverti rideresti anche tu, garantisco ... Effettivamente il discorso che fai non fa una piega, chiaro e pulito come sempre! Io avevo travisato il significato delle soglie poi in seguito al tuo ultimo intervento ho finalmente capito il motivo del 4027 (spero in modo definitivo). Anche sulla pagina del datasheet che ho riportato nel messaggio precedente si nota quanto le tolleranze a cui fai riferimanto siano ampie. A questo punto non sto nemmeno a verificare praticamente l' assimetria del duty cycle generato dal 40106 in funzione della frequenza... il risultato sarebbe a questo punto ovvio... ti ringrazio!

Brabus leggendo la tua risposta vedo che ci siamo capiti su quasi tutti i punti, mi rimane da "digerire" il discorso riguardante le "gobbette" ma purtroppo credo sia un' aspetto ancora fuori dalla mia portata. Comunque per toglierci i dubbi controlliamo cosa si vede sugli ingressi dell' operazionale ...
Per tutto il resto sono d' accordo, proviamo quindi ad aumentare la capacità di C2, sostituiamo i diodi e vediamo cosa salta fuori. Appena ho fatto mando i risultati.

Eh, cari miei a questo punto non riesco a fare a meno di testare anche il circuito proposto da Bruno, è semplice e dovrei riuscire a montarlo velocemente, inoltre i componenti li ho tutti in casa... proviamo, i confronti tra le varie soluzioni sono sempre estremamente interessanti !

P.S. X ginfizz
Ginfizz non preoccuparti... appena capisco bene lo schema che hai suggerito vengo a fare i conti in tasca anche a te !