In questa terza parte della trattazione sulla tecnica PCM, vedremo finalmente come si "costruisce" il segnale PCM completo di tutte le informazioni ed adatto per essere inviato quindi sul mezzo trasmissivo; vedremo anche le importanti operazioni da effettuarsi in ricezione, al fine di ridurre la probabilità di errore nella ricostruzione (coerente) del flusso PCM originariamente trasmesso.

1 Formazione del segnale PCM completo

All'uscita del codificatore, il segnale PCM è completo di tutte le informazioni foniche ma è mancante, nei time slot IT0 ed IT16 dei messaggi relativi agli allineamenti e alle segnalazioni che abbiamo analizzato e spulciato in lungo ed in largo nella Parte II della presente trattazione.

Pertanto il segnale PCM completo a 2048 Mb/s si ottiene mediante una semplice operazione di OR logico come di seguito mostrato:

Sorgente FidoCadJ | Ingrandisci | Cos'è Fidocad

Questo segnale PCM in uscita dall'operazione di OR è finalmente pronto per essere inviato nel canale trasmissivo? Sembra una storia infinita, ma non lo è ancora! Manca infatti un ultimo tassello per completare l'intero mosaico: in altre parole, formalmente il segnale è sì completo di tutte le informazioni ma la sua "forma" elettrica non gli consente ancora di poter viaggiare su un mezzo fisico, sul cavo vero e proprio. Vediamo perché.
Riguardiamo a tal proposito la Fig.13 già inserita nella seconda parte (la riporto nuovamente per comodità):

Sorgente FidoCadJ | Ingrandisci | Cos'è Fidocad

Il cronogramma relativo al flusso dei dati si presenta sotto forma di codice binario unipolare denominato NRZ (Non Return to Zero): come vediamo, questo codice presenta per il bit "1" un impulso elettrico di durata pari a tutto il tempo del bit, ed essendo a 2 livelli logici ("0" ed "1") risulta utile per tutte le funzioni interne dell'apparato trasmissivo (ad esempio per i messaggi di servizio tra apparati trasmissivi presenti fisicamente in una stessa centrale, in una stessa sala, in uno stesso montante), ma non per trasportare informazione su mezzo fisico (doppino, cavo coassiale, fibra ottica), per esempio, ad un utente "in ascolto" a 2 km di distanza dalla centrale. Cerchiamo di analizzarne i motivi.
Si è visto nella Parte I che la trasformata di Fourier di un segnale periodico nel tempo, proprio come quello del codice NRZ, presenta uno spettro "a pettine" composto da componenti in frequenza (idealmente degli impulsi di Dirac) centrati a frequenze multiple di quella fondamentale. Nel caso specifico della NRZ, lo spettro d'ampiezza presenta una componente continua, cioè a frequenza nulla. Saltando tutta la trattazione formale (per chi volesse comunque approfondire i passaggi consiglio questo documento), si dimostra che la densità spettrale di potenza del codice NRZ unipolare, ha la seguente espressione:

dove T_b è il tempo di bit, corrispondente alla durata dell'impulso rettangolare che costituisce l'impulso di segnalazione rappresentativo del livello alto "1". L'andamento in funzione della frequenza è quello di seguito illustrato:

Sorgente FidoCadJ | Ingrandisci | Cos'è Fidocad

Ho evidenziato appositamente in rosso la componente a frequenza zero perché è quella che causa dei problemi non indifferenti su due fronti:

1. uno di tipo prettamente elettrico;
2. uno di pertinenza numerica (più legato alla forma dell'onda del codice NRZ).

Per discutere la problematica numero 1. devo necessariamente anticipare qualcosa che vedremo più avanti in merito alla trasmissione PCM su cavo bilanciato, quanto meno in linea generale: cioè la rigenerazione del segnale PCM lungo una tratta fisica, ad esempio, tra centrale ed utente e la relativa telealimentazione che ne consente il funzionamento. Infatti, nella pratica della trasmissione numerica, quando il segnale numerico sotto forma di impulsi (quale risulta essere quello PCM) viene inviato sul mezzo trasmissivo, spesso non è in grado di superare la distanza fra la sorgente e il destinatario senza subire un degrado eccessivo, a causa della rapida diminuzione dell'SNR (come visto nella Parte I). Per tenere viva la speranza dell'utente dietro ad un telefono o un computer, di ricevere un messaggio decente e intelligibile, è allora necessario eseguire sul portante fisico (il cavo) delle operazioni di rigenerazione del segnale numerico ad una distanza opportuna l'una dall'altra, in modo da poter ottenere un valore accettabile del tasso di errore; quindi per "rigenerazione" si intende, in senso generale, l'insieme delle operazioni di riconoscimento e ricostruzione dei simboli che si ripetono a distanze pressoché uguali per tutta la lunghezza del mezzo trasmissivo.
Per capire come funziona la rigenerazione nella sua fattispecie, bisognerebbe entrare nel merito di un argomento che ci allontanerebbe troppo dalla presente trattazione; quello che ci basta sapere è che tale pratica prevede, tra le altre (equalizzazione, temporizzazione, riconoscimento, ricostruzione) un'operazione di (pre)amplificazione che consente al segnale di poter essere opportunamente manipolato dagli altri blocchi interni al rigeneratore di linea. Questi amplificatori di segnale inseriti lungo la tratta fisica tra centrale ed utente (nel nostro esempio), sono (dis)accoppiati mediante dei trasformatori differenziali a presa centrale e lo schema rappresentativo è grosso modo il seguente:

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I blocchi di inserimento della telealimentazione sfruttano praticamente il ritorno virtuale tra la coppia di trasmissione e quella di ricezione.
Nota adesso questa struttura, appare evidente che la componente continua presente nello spettro della densità di potenza non consente l'accoppiamento a trasformatore e quindi l'impossibilità, tramite il ritorno virtuale, di realizzare telealimentazione dei rigeneratori di linea.
Un altro problema introdotto dalla componente a frequenza nulla è l'impegno di potenza degli apparati di trasmissione, dipendentemente dal fatto che tale componente dissipa costantemente sui circuiti di polarizzazione degli amplificatori.
Dalla teoria delle modulazioni numeriche, discutendo sempre molto in linea generale, sappiamo che l'operazione di modulazione provoca una traslazione in frequenza dello spettro del segnale informativo, rendendolo passa-banda, cioè centrato attorno ad una frequenza più o meno distante da quella nulla (traslazione a frequenza intermedia IF). Un mezzo trasmissivo reale presenta purtroppo un comportamento dominante passa-basso per tutta una serie di fenomeni induttivo-capacitivi, per cui non è mai praticamente vero che il mezzo è trasparente alla componente continua.
Si potrebbe a questo punto supporre di impiegare amplificatori in classe A; questi richiedono però un progetto e relativa implementazione (onerosa in termini economici) di trasformatori in grado di portare anche la componente continua. Sarebbe allora necessario, tra le altre problematiche, sovradimensionare il materiale del nucleo ferromagnetico al fine di impedirne la saturazione. Ragionando invece secondo la logica (aziendale) del risparmio a tutti i costi (non sempre vincente, anzi...), nella reale applicazione dei rigeneratori si impiegano amplificatori di classe B, per cui questo problema viene meno e i costi si abbassano notevolmente, permettendo l'utilizzo del trasformatore che è realizzato con un doppio secondario, come quelli sopra illustrati.
Giusto per vedere "visivamente" ciò di cui stiamo discutendo, di seguito le foto di qualche rigeneratore di linea:

Dispositivo telesorveglianza alim- rigeneratori.jpg

Contenitore PCM a vento.jpg

Interno contenitore PCM a vento.jpg

Rigeneratore Telettra.jpg

Particolare rigeneratore Telettra.jpg

Il fronte numero 2. riguarda la conservazione della coerenza nel processo di demodulazione svolto in ricezione; per trattare e comprendere bene questa problematica mi devo necessariamente (ma solo momentaneamente) spostare su un tipo di modulazione numerica ben diverso da quello che stiamo trattando (peraltro impiegata per il funzionamento della tecnologia ADSL), cioè la modulazione in quadratura, nella fattispecie la 16-QAM.
Un demodulatore per segnali modulati in quadratura, dispone fondamentalmente di due circuiti moltiplicatori lineari (generalmente del tipo ad anello di diodi), alimentati con sotto-portanti tra loro sfasate di 90°, provenienti da un unico oscillatore locale, che può essere implementato mediante un VCO (Voltage Controlled Oscillator) mantenuto in coerenza di fase e frequenza (cioè con la stessa fase e frequenza) del segnale IF (Intermediate Frequency), condizione questa necessaria per definire "coerente" il processo di demodulazione e per ottenere di conseguenza vantaggi sul riconoscimento e la decodifica dei simboli ricevuti, pur in condizioni di elevato degrado dell'SNR. Lo schema di principio del demodulatore è di seguito rappresentato:

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Descrivo brevemente il funzionamento: la logica di ricostruzione della portante LRP ha la funzione di estrarre dalla portante ricevuta un riferimento di fase, che prescinda dalla modulazione impressa sulla stessa; successivamente il circuito ad aggancio di fase PLL provvederà ad usare tale riferimento al fine di realizzare e mantenere l'aggancio della fase del VCO con quella della portante ricevuta (e conseguentemente delle rispettive frequenze). Il metodo di estrazione della portante più comunemente usato è l'anello di Costas digitale (DCL), per i vari vantaggi che offre rispetto ai metodi analogici (per chi fosse interessato, qui c'è un'ottima ed approfondita lettura sul funzionamento del DCL).
Analizzando la figura, osserviamo che la logica di recupero della portante è preceduta da un circuito selettivo chiamato gate selettivo GS che ha la funzione di eliminare quei criteri che possono dare un'informazione errata ai fini del recupero della portante.
I filtri che seguono i blocchi moltiplicatori, sono dei filtri digitali (BTF) ed hanno la funzione di eliminare i prodotti indesiderati del processo di demodulazione, ed anche di attenuare il rumore termico che è stato inevitabilmente traslato in banda base assieme al segnale numerico.
I segnali estratti sui punti di misura BI e BQ sono sostanzialmente una copia imperfetta di quelli modulanti, a causa delle varie distorsioni e rumori da cui risultano affetti in uscita dal mezzo trasmissivo.
Passiamo finalmente alla rigenerazione dei segnali demodulati; questa implica due distinti criteri:

• uno di ri-temporizzazione dei dati che richiede la presenza locale di un segnale sincrono di clock con la temporizzazione di cui il segnale dati stesso è portatore;
• uno di massima verosimiglianza che decida quale fra gli n possibili simboli ha la maggiore probabilità di essere modulato in ogni intervallo pari al passo di segnalazione T_s (per i "golosi" del rigoroso formalismo matematico, in questo redatto da un docente di Fondamenti di Comunicazioni Elettriche del dipartimento di Ingegneria dell'Informazione da me frequentato, trovate la spiegazione del criterio a massima verosimiglianza applicato a tutte le demodulazioni numeriche in ambito di ricezione coerente).

Il segnale che si osserva nei punti d'estrazione BI o BQ, possiede un inviluppo dai contorni smussati e di livello impreciso e continuamente variabile sotto l'effetto del rumore di linea come si osserva in Fig.6a):

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Se osserviamo lo stesso segnale su di un oscilloscopio dove la base dei tempi è sincronizzata con il periodo di simbolo T_s, otteniamo il caratteristico diagramma ad occhio ('eye pattern) che viene adoperato come misura dell'immunità di una trasmissione dati dal fenomeno dellinterferenza da intersimbolo (I.S.I.) già precedentemente accennata. In tale diagramma, la ricorrenza delle tracce che seguono l'inviluppo del segnale, forma delle zone definite a densa scrittura; d'altra parte, la zona interna del diagramma, in cui esso si presenta privo di tracce, viene detta apertura dell'occhio e rappresenta la regione in cui è possibile stabilire il criterio di decisione con la probabilità massima che le tracce del diagramma passino sicuramente sopra o sicuramente sotto alla soglia di decisione (immaginaria) di tale criterio. Per semplicità (senza però ledere la generalità della trattazione), supponiamo che il diagramma ad occhio sia riferito ad un segnale modulato PSK: allora sull'oscilloscopio si mostrerà un diagramma ad occhio come quello di Fig.6b) ed il criterio di decisione coinciderà con la soglia, posizionata a metà altezza dell'occhio, di un circuito a scatto di due livelli. L'uscita di tale circuito presenterà quindi un segnale con livelli netti e ben definiti, ma ancora instabile nelle transizioni a causa delle incertezze con cui l'inviluppo V_B va a tagliare la soglia di decisione (Fig.6c)). A questo punto il segnale di clock necessario per la ri-temporizzazione, può venire ricavato dal segnale IF o dalla banda base demodulata: ecco a questo punto che affiora il consistente limite del codice NRZ unipolare. Se osserviamo nuovamente lo spettro della densità di potenza di Fig.3 (dove T_b = T_s assumono lo stesso significato), osserviamo che l'inviluppo del seno cardinale si annulla esattamente in coincidenza dei valori di frequenza di simbolo 1 / T_b per cui si evince che lo spettro di un qualsiasi segnale NRZ unipolare non possiede alcuna riga estraibile a frequenza di clock, quindi è perfettamente inutilizzabile per ottenere quella ri-sincronizzazione necessaria a garantire una coerente rigenerazione del segnale al ricevitore.
Riepiloghiamo quindi i motivi per cui la codifica NRZ unipolare è inutilizzabile per la trasmissione su cavo:

• presenza di componente continua che impedisce l'accoppiamento a trasformatore in alternata;
• spreco di potenza in trasmissione;
• impossibilità di effettuare una demodulazione coerente con potenziale errata ricostruzione dell'informazione al ricevitore;
• lunghe sequenze di zeri che pongono in difficoltà, nei rigeneratori di linea, i circuiti di estrazione del clock (CK); infatti essendo quello di uscita un codice di tipo pesato, in assenza di segnale analogico su diversi canali adiacenti, il corrispondente segnale numerico sarà composto da tutti i simboli a "zero" eccetto il bit di segno che è statisticamente uguale a "uno" per il 50%, imponendo anche qui un limite per l'estrazione, dallo stesso segnale, del clock.

Per queste ragioni quindi, il segnale binario NRZ così generato, viene opportunamente ed efficientemente trasformato tramite un trasduttore di codice prima di uscire dal terminale PCM. Nel gergo tecnico, tale trasduttore prende il nome di codificatore di linea:

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Lo scopo dei trasduttori di linea è quindi quello di eliminare i limiti della codifica NRZ unipolare precedentemente elencati: tale processo è sintetizzabile con il termine adattamento.
L'esigenza di uscire dal terminale PCM di Tx con un segnale adatto per poter attraversare un mezzo fisico ha portato, come passo immediatamente successivo, ad una normalizzazione delle ampiezze degli impulsi, delle impedenze in gioco nell'intero sistema (quali quelle interne dei generatori reali, della linea, dei connettori e via discorrendo) nonché della legge di codifica al fine di garantire sia l'interconnessione di apparati prodotti da costruttori differenti, sia la possibilità di inviare senza alcuna difficoltà il segnale PCM sui più disparati mezzi trasmissivi che si possono presentare (doppino telefonico, cavo coassiale, fibra ottica, etere nel caso di ponti radio, multiplatori di gerarchia superiore come nella rete SDH). Accingiamoci quindi a capire come questi codificatori siano in grado di manipolare il segnale PCM per renderlo finalmente introducibile in linea.

1.1 Codifiche di linea per l'adattamento del segnale PCM al mezzo trasmissivo

Analizziamo adesso i vari provvedimenti che si possono adottare per eliminare gli inconvenienti precedentemente elencati in merito all'utilizzo della codifica unipolare NRZ.
La presenza di lunghe sequenze di zeri consecutivi che, congiuntamente all'assenza di righe (nello spettro del segnale NRZ) a frequenza di simbolo, causa l'impossibilità di estrarre coerentemente l'informazione di clock dal segnale ricevuto, si può eliminare eseguendo sul segnale binario, relativo alla sola fonia, un'operazione di inversione tale che, in assenza di segnale a bassa frequenza in ingresso, il corrispondente codice non risulti composto da tutti "zero". Questa operazione risulta determinante in quanto l'assenza di segnale analogico risulta, statisticamente parlando, più probabile e ripetitiva che non la presenza di qualsiasi altro segnale (deve esserci davvero un evento straordinario perché le linee telefoniche siano singolarmente e ripetutamente impegnate in conversazioni). Le operazioni di inversione si possono effettuare in due modi all'interno del medesimo codificatore:

1. codice invertito: tutti i bit vengono invertiti (o negati) in maniera tale che, in assenza di traffico, il segnale sia caratterizzato da tutti "1";
2. codice <<NINININI>>: consiste nell'inversione sistematica dei soli bit pari: "I" sta per inversione mentre "N" per non inversione. Questa è la soluzione attualmente normalizzata ed adottata in ambito CEPT e prende il nome di codifica ADI (Alternate Digit Inversion).

Di seguito sono illustrate le due modalità:

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Per quanto riguarda l'eliminazione della componente continua, il codificatore opera una conversione del codice binario (già trasdotto in ADI) in un altro codice a tre livelli o ternario. I due principali codici ternari utilizzati nei sistemi di trasmissione dati attualmente in servizio sono:

• codice AMI (Alternate Mark Inversion);
• codice HDB3 (High Density Bipolar): il significato del numero "3" sarà specificato tra poco.

Il segnale così codificato [ADI + (AMI OR HDB3)] viene quindi reso disponibile per essere inviato sul mezzo trasmissivo con precise caratteristiche di interfaccia (durata e ampiezza degli impulsi, impedenza interna del generatore equivalente, ecc.).

1.1.1 Codifica AMI

Il codice AMI consta di tre simboli:

1. il bit "0" viene codificato come assenza di impulso;
2. il bit "1" viene alternativamente codificato come "+1" o "-1" indipendentemente dal numero di zeri frapposti a due "uno" consecutivi. La seguente figura mette a confronto (nel dominio del tempo) il codice ADI con quello AMI:

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Come vediamo dalla figura, siamo riusciti a raggiungere il nostro scopo, ossia quello di rendere un segnale numerico NRZ (ADI) dotato di componente continua indesiderata (cioè a valor medio non nullo) in un segnale numerico NRZ (AMI) privato di tale componente (cioè a valor medio nullo). Vediamo analiticamente quali sono i "benefici" di tale codifica. Consideriamo dapprima il segnale con codifica ADI avente un duty cycle pari a:

Per quanto illustrato in figura risulta T_b = T / 2 per cui δ_c = 0,5 cioè il classico segnale ad onda quadra.
Supponiamo adesso di semplificare il circuito per la trasmissione dati nel modo seguente: un generatore di tensione reale (quindi con con la sua impedenza interna che per semplicità assumiamo puramente resistiva) equivalente al trasmettitore ed un carico con impedenza (anche qui per semplicità puramente resistiva) equivalente al circuito d'utenza (un telefono per esempio):

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La potenza trasmessa che si ritrova impegnata ai capi del carico risulta:

dove V sta ad indicare il valore efficace del segnale di comando. In generale sappiamo che il valore efficace di una grandezza periodica è fornito dalla seguente relazione:

Nel nostro caso, la funzione integranda corrisponde al valore massimo V_M dell'onda quadra nell'intervallo di tempo per cui , ed assume il valore zero per . Quindi nel nostro caso il valore efficace sarà pari a:

per cui la potenza impegnata dall'utente in ricezione sarà:

e nel caso di duty cycle pari a 0,5 otteniamo pertanto:

e

Consideriamo ora sempre lo stesso circuito equivalente di Fig.10 sottoposto al segnale bipolare con codifica AMI; ripetendo esattamente gli stessi passaggi svolti per la codifica ADI, si giunge ai seguenti risultati per il valore efficace dell'onda di tensione sul carico e la relativa potenza impegnata:

e

che vale infine per δ_c = 0,5:

Quindi in definitiva, a parità di ampiezza picco-picco, un generatore di segnale numerico bipolare eroga al carico una potenza 4 volte più piccola di quella di un generatore unipolare.
L'andamento degli spettri d'ampiezza dei segnali in codifica ADI ed AMI è di seguito illustrato:

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Per permettere, infine, l'estrazione della temporizzazione nei rigeneratori, viene ridotta la durata dell'impulso "1" passando di fatto da un codice NRZ ad un codice RZ con riduzione del 50%: infatti osservando ambo gli spettri di Fig.11 ci si può rendere conto (come già detto in precedenza) come non compaia alcuna componente in frequenza di valore pari alla frequenza di bit a 2048 MHz (vediamo infatti gli spettri si riducono a 0 in corrispondenza di 2048 MHz e nei relativi multipli a 4096 MHz e via dicendo):

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Com'è noto dal principio di indeterminazione di Heisenberg, il prodotto tempo-banda ha la seguente forma:

cioè è costante. Conseguentemente, avendo ristretto della metà la durata degli impulsi nel dominio del tempo da 488 ns a 244 ns, gli spettri d'ampiezza subiranno un allargamento doppio nel dominio della frequenza:

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Si nota un aumento energetico delle armoniche di ordine più elevato contente il segnale; questo è il "prezzo che si paga" (comunque decisamente tollerabile rispetto alle problematiche sopra elencate) per ottenere un codice tale da avere righe estraibili in corrispondenza della frequenza di bit, risolvendo quindi efficacemente il problema dell'estrazione del clock per il riconoscimento.
Per concludere, il codice AMI è denominato, più correttamente, codice pseudo-ternario in quanto usa effettivamente 3 simboli (0, +1 e -1) anche se riserva al simbolo "1" due diverse configurazioni (+1 e -1 alternativamente); pertanto presenta una ridondanza dal momento che l'informazione potenzialmente in esso contenuta è maggiore del corrispondente contenuto informativo del codice binario da cui deriva. Numericamente, saltando le dimostrazioni che richiederebbero aspetti propri di Teoria dell'Informazione, la ridondanza del codice AMI è stimata dalla seguente relazione:

dove H rappresenta l'entropia d'informazione. Quello che ci interessa sapere per ora è che questa "sovrabbondanza" di informazione sarà utile più avanti quando analizzeremo i metodi di rivelazione degli errori che si verificano in linea, controllando la corretta alternanza dei simboli +1 e -1 (i cosiddetti errori di bipolarità).

1.1.2 Codifica HDB3

Il codice HDB può considerarsi a tutti gli effetti un derivato dell'AMI, nel senso che è fondamentalmente un codice bipolare alternato tranne in casi particolari, ossia in corrispondenza di sequenze di zeri consecutivi del codice binario.
In generale, è corretto riferirsi alla categoria più ampia delle codifiche HDBx dove "x" indica il massimo numero ammissibile di zeri consecutivi; la codifica HDB3 è proprio quella più comunemente usata e trasmette la sequenza binaria come codice AMI quando non vi sono più di 3 zeri consecutivi. Per cui, quando nel codice binario si presentano quattro zeri consecutivi, questi vengono sostituiti da una sequenza di 4 bit che ha lo scopo di creare una "violazione al modo bipolare" del segnale, introducendo degli "uno" fittizi.
L'uso del codice HDB3 ha sostanzialmente lo scopo di sopperire ulteriormente (oltre alla codifica ADI) alle lunghe sequenze di zeri (>3) consecutivi che si possono riscontrare nel codice di linea.
Bisogna però tenere conto del fatto che l'introduzione di questi bit fittizi settati ad "1", che conferiscono energia maggiore al segnale PCM, aumentandone il contenuto informativo in modo ridondante, NON devono essere considerati dal terminale ricevente; a tale scopo, il loro inserimento, in sostituzione di un possibile quartetto di zeri consecutivi, deve essere effettuato con delle regole tali che possano essere individuati grazie alla legge di violazione della bipolarità. Inoltre, dal momento che il codice HDB3 deve comunque soddisfare alla condizione di soppressione della componente continua, occorre anche che le violazioni di modo siano a valor medio nullo.
Vediamo quali sono queste regole:

a) 000V

b) B00V

Nel caso di regola a), l'ultimo dei quattro zeri del quartetto di zeri consecutivi presenti nel codice binario va in linea come una violazione (V), cioè sottoforma di impulso avente la stessa polarità dell'ultimo impulso trasmesso.
Nel caso di regola b), il primo zero va in linea come un impulso la cui polarità è opposta rispetto all'ultimo impulso trasmesso, mantenendo ancora la bipolarità (B) del segnale, creando, anche in questo caso, una violazione al modo bipolare.
I successivi gruppi di quattro zeri consecutivi che si presentano nel segnale binario, saranno codificati con sequenze secondo la regola a) o la regola b); da cosa dipende la scelta? Dipende dalla necessità di avere delle violazioni adiacenti di segno opposto, in modo che le stesse si susseguano con un carattere bipolare alternato e perché questo accada occorre che il numero di impulsi bipolari tra due violazioni successive sia dispari. Da quanto detto scaturisce il seguente criterio:

Se il numero di impulsi bipolari a partire dalla precedente violazione è DISPARI si usa la sequenza 000V, se è PARI si usa la sequenza B00V.

In particolare, un circuito di conteggio conta gli impulsi bipolari a partire dalla precedente violazione; se tale numero è dispari si inserisce la sequenza 000V se invece è pari si usa la sequenza B00V. Spiegare "a parole" un codice è più complicato che illustrarlo, per cui la seguente figura esplica esaustivamente quanto appena esposto:

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I cronogrammi riportati relativamente alle codifiche AMI 50% ed HDB3 50% sono quelli effettivamente normalizzati per le apparecchiature PCM in servizio allo stato attuale.
Naturalmente il trasduttore di codice in ricezione opera in modo complementare a quello in trasmissione eliminando i bit fittizi di violazione in modo da ricostruire il codice AMI 50%; successivamente il codice AMI 50% è trasformato in RZ 50% in modo da estrarre la frequenza di sincronismo a 2.048 MHz e successivamente in codice NRZ.
Come visto per la codifica AMI, anche la HDB3, essendo pseudo-ternaria, presenta un certa ridondanza con la quale è possibile, controllando opportunamente la regolarità della bipolarità degli impulsi e delle quaterne 000V e B00V, verificare la presenza di errori in linea e con il sistema in servizio.

1.2 Schema a blocchi della trasmissione di un apparato PCM

Definite finalmente tutte le operazioni che si effettuano in un sistema PCM nel lato della trasmissione, è il caso di rappresentare uno schema globale riassuntivo delle varie fasi della trasmissione e descriverne sinteticamente i vari blocchi:

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Il segnale fonico entra nell'unità di canale (che può essere a 2 o a 4 fili come vedremo più avanti) la quale limita, mediante il filtraggio passa-basso (f_t=3400 Hz), la banda del segnale.
L'interruttore elettronico di canale pilotato dai segnali di comando δ, campiona il segnale con una frequenza pari ad 8 kHz. I campioni dei 30 canali fonici (PAM) vengono quindi multiplati nel tempo su un unico multiplo.
Il circuito d memorizzazione PAM provvede quindi a memorizzare su un condensatore (di memoria) i campioni analogici per tutto il tempo della codifica.
Il codificatore (con comnpressione incorporata o autocompresso), trasforma i campioni in parole binarie di 8 bit secondo i comandi P della logica di temporizzazione (PCM_F NRZ).
Il segnale PCM completo è ottenuto sommando logicamente le parole di allineamento di trama (secondo i time slot IT) e multitrama (trama T₀) nonché il PCM_S NRZ fornito dalla sezione segnalazioni (time slot IT₁₆ delle trame T₁ ÷ T₁₅).
Il traslatore di codice, infine, provvede a rendere il segnale PCM NRZ conforme alle richieste di "interfaccia" normalizzate dai costruttori (operazione di adattamento), trasformandolo in RZ e poi in AMI o HDB3 con i seguenti valori standardizzati dal CEPT:

• impedenza del generatore equivalente pari a 75 Ω;
• livello dell'impulso di segnalazione pari a 2,37 V_p.

La temporizzazione globale di trasmissione di tutti i blocchi è di seguito illustrata:

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2 Ricezione del segnale PCM e fondamenti di allarmistica

Dopo aver terminato la trattazione su tutto quel che riguarda la formazione del segnale PCM in trasmissione e supposto per adesso che il mezzo trasmissivo sia completamente trasparente al segnale PCM (ossia con tasso di errore nullo), esaminiamo le fasi principali del ricevitore.

2.1 Sincronismo e allineamento di trama e multitrama

Il problema principale per il ricevitore è quello di essere in perfetto sincronismo con il trasmettitore. Il sincronismo si effettua, in primo luogo, facendo funzionare i circuiti di temporizzazione della ricezione alla stessa velocità di quelli del trasmettitore e successivamente operando una correzione di fase (allineamento) con l'aggancio sulle parole di allineamento.
L'estrazione dell'informazione di clock dal segnale PCM ricevuto dall'interfaccia del mezzo trasmissivo, garantisce che avvenga effettivamente la prima operazione.
In ricezione infatti (come anticipato) il segnale PCM sotto forma di codice AMI o HDB3 viene riconvertito, dal trasduttore di codice, in un segnale RZ 50% e la presenza di transizioni (bit "1") garantita in trasmissione anche in assenza di segnali analogici (codice ADI e HDB3) fa sì che nello spettro del segnale RZ è sempre presente un riga alla frequenza di bit a 2048 MHz, come di seguito illustrato:

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Se sul segnale PCM-RZ 50% si effettua un opportuno filtraggio, è possibile estrarre una frequenza a 2048 MHz che, fornita ai circuiti di temporizzazione, fungerà da orologio (segnale CK) per il ricevitore stesso.
Ottenuta la temporizzazione di ricezione è necessario, a questo punto, allinearla con quella del trasmettitore e per fare ciò è necessario individuare, nel flusso a 2 Mb/s ricevuto, le parole di allineamento di trama e multitrama. A tal scopo sono previsti due dispositivi di allineamento dai quali escono dei segnali di Reset:

1. RGT (Reset Generale di Trama);
2. RGMT (Reset Generale di MultiTrama).

Questi comandi di reset hanno lo scopo di far ripartire da capo i circuiti di temporizzazione di trama e multitrama rispettivamente, quando è stato ritrovato l'aggancio tra trasmissione e ricezione. Lo schema a blocchi di massima è il seguente:

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Il controllo di allineamento viene eseguito sulla parola A e B della trama e sulla parola W della multitrama (rimando alla Parte II per ricordare di cosa stiamo parlando) con i dispositivi di verifica che sono collegati in derivazione ai dati di ingresso, come illustrato in Fig.18.
Analizziamo adesso il processo che consente di ottenere l'allineamento di trama e multitrama al ricevitore.

2.1.1 Strategia di allineamento di trama

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Quando si rivelano, in tre trame pari consecutive, errori nella parola A (oppure in tre trame dispari consecutive, errori nella parola B) avviene una transizione dallo stato "allineamento esatto" allo stato di "fuori allineamento". In tutti gli altri casi (cioè di uno o di due errori consecutivi) si passa a degli stati di pre-allarme, ma con il ritrovamento della parola esatta si ritorna sullo stato di allineamento esatto, come si può vedere dalla Fig.19; ricordiamo che il controllo sulla parola A viene eseguito su 7 bit (dal 2° all'8°) mentre il controllo sulla parola B viene eseguito soltanto sul 2° bit relativo all'ottetto dedicato all'allineamento.
Per quel che riguarda i bit X1 della parola A e B, questi sono impegnati per il controllo di ridondanza ciclica CRC introdotto in trasmissione e di cui avremo modo di discutere fra qualche paragrafo.
In caso di fuori allineamento si procede ad esaminare tutti i bit della trama (mediante una ricerca "a porta aperta" cioè senza alcuna temporizzazione) e non appena il circuito di decodifica trova una parola identica ad A si passa in uno stato provvisorio C1; se nella trama successiva si trova una parola B (stato C2) e successivamente una parola uguale ad A (trama pari) allora si ritorna nello stato di allineamento esatto.
Se invece la parola A trovata "a porta aperta" è una simulazione, allora non verrà trovata la parola B nella trama ritenuta dispari per cui si ritorna allo stato di fuori allineamento e si itera una nuova ricerca. In questo caso però viene introdotto un ritardo R pari ad un tempo di trama più un bit, permettendo in tal modo di uscire da "pericolose" simulazioni statiche della parola di allineamento A dovute alle segnalazioni (contenute nella trama) o a codici detti "di riposo" dei canali fonici se usati per Trasmissione Dati (T.D.) o ad altrettanti codici di riposo imposti da autocommutatori numerici. Solamente nel caso raro in cui, a fronte di una simulazione statica della parola A, se nella transizione di stato da C1 a C2 si incontra una simulazione della parola B che sia però istantanea (un bit soltanto), il sistema rientra in allineamento simulato e vi rimarrebbe per un tempo indefinito se non intervenisse il controllo della parola di allineamento B che, facendo contemporaneamente passare il sistema da P1 a P2, lo porta di nuovo in FAT, facendo "capire" al ricevitore che deve ricominciare una nuova iterazione di ricerca della vera parola A.

2.1.2 Strategia di allineamento di multitrama

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Le transizioni in questo caso sono molto più elementari rispetto a quelle viste nell'allineamento della trama; quando si rivelano due parole di allineamento W consecutive errate, si passa dallo stato allineamento esatto a quelli di fuori allineamento. Il passaggio inverso è invece determinato dal riconoscimento di una ed una sola parola esatta.
Nello stato provvisorio P1, con il ritrovamento della parola esatta W, si ritorna nello stato di allineamento esatto (come possiamo vedere dalla Fig.20).

2.2 Demultiplazione e ricostruzione del segnale fonico

Quando il segnale PCM completo giunge in ricezione, viene decodificato, ossia viene convertito da codice PCM a campione TDM-PAM mediante il codec-decodec integrato di cui abbiamo avuto modo di parlare nella Parte I (dove è linkato anche il relativo data sheet). A tal proposito, bisogna precisare che, a rigore, il decodificatore non restituisce un segnale PAM analogico nel senso stretto del termine: infatti quest'ultimo non ha una dinamica continua ma, provenendo da un segnale PCM a parole di 8 bit, possiede una dinamica di 256 = 2⁸ livelli, pertantno sarebbe da considerarsi a tutti gli effetti un segnale numerico.
Dopo l'operazione di decodifica, il segnale PAM viene quindi amplificato per conferire il giusto livello di potenza ai vari canali; l'amplificatore viene realizzato con bassa impedenza di uscita (e questo è possibile con l'impiego di opportuni O.A.) in modo da simulare, per quanto possibile, un generatore di tensione ideale. Se non si realizzasse un amplificatore con tali caratteristiche, potrebbero infatti nascere i soliti problemi di diafonia a causa delle inevitabili capacità parassite del multiplo PAM di ricezione.
Infatti, nel breve intervallo di tempo che separa due campioni adiacenti, devono potersi scaricare le capacità del multiplo e ciò è possibile solamente se la costante di tempo in gioco (data dimensionalmente dalle capacità e dall'impedenza di uscita dell'amplificatore PAM) è relativamente bassa, come di seguito illustrato:

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Ovviamente, lo stesso valore di bassa impedenza di uscita, permette di avere un segnale PAM Rx con fronte di invio molto ripido. Il segnale PAM Rx così ottenuto sul multiplo deve essere inviato ai vari canali, mediante opportuni interruttori di canale, del tutto simili a quelli visti quando si è discusso del campionamento; ogni campione viene instradato verso il canale corrispondente. Tali interruttori sono pilotati da una rete di temporizzazione di trama del tutto analoga a quella di trasmissione eccezion fatta del comando di Reset generale imposto dai dispositivi di allineamento (visti nel precedente paragrafo) e a meno della maggiore durata dei segnali δ che devono chiaramente lasciar passare il campione ricostruito.
Sul segnale PAM del singolo canale occorre infine effettuare un'operazione di filtraggio per isolare dallo spettro il contenuto in banda base.
Volendo fare un paragone con il lato trasmissivo del canale PCM, si devono evidenziare le diverse funzioni svolte sia dagli interruttori di canale che dai filtri passa basso. In particolare:

• per quanto riguarda gli interruttori di canale di trasmissione, questi vengono impiegati per eseguire l'operazione di campionamento (con durata dell'impulso di campionamento τ dell'ordine dei microsecondi) e di multiplazione TDM, mentre in ricezione essi sono impiegati per la sola operazione di demultiplazione, con un tempo δ di chiusura pari al 60% ÷ 70% di un time slot (IT);
• in merito ai filtri passa basso con frequenza di taglio a 3400 Hz, ricordiamo che sono impiegati in trasmissione per assicurare che il segnale da campionare sia a banda limitata (prima ipotesi del teorema di Shannon), mentre in ricezione servono solo per la ricostruzione del segnale originario (relegato alla banda base) del segnale PAM.

2.3 Demultiplazione delle segnalazioni

Abbiamo visto nella seconda parte della trattazione che sulle trame e multitrame del segnale PCM, viaggiano congiuntamente ai campioni del segnale fonico, le segnalazioni di servizio; è chiaro allora che il ricevitore si dovrà sobbarcare anche il compito di demultiplarle correttamente, previa estrazione dal segnale PCM del contenuto informativo di segnalazione presente nel sedicesimo time slot (IT₁₆).
Per fare ciò si sintetizzano delle funzioni di AND logico fra la trama T_i ed il tempo P_i previsti dalle "famose" tabelle di invio delle segnalazioni (Tab.1 e Tab.2 del Paragrafo 3.2, Parte II) e individuare quindi nell'IT₁₆ i bit di segnalazione dei vari canali. Allo stato attuale, la memorizzazione e lo storage dei bit selezionati fra tutti gli altri del segnale PCM in ricezione, avviene usando delle memorie integrate; fino a pochi anni fa (esiste comunque ancora qualche apparato che ne fa uso) invece la restituzione dell'informazione di segnalazione avveniva mediante l'impiego di un relè o un inviatore statico che, da un punto di vista didattico e visivo è secondo me più efficace al fine di interiorizzarne il funzionamento. Di seguito ho infatti riportato, rispettivamente per segnalazione A + B veloce e A veloce + B lenta, lo schema a blocchi della demultiplazione e restituzione dei criteri di segnalazione:

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Al fine di evitare che in potenziali condizioni di malfunzionamento del sistema PCM possono venire indebitamente impegnati i traslatori di centrale, un circuito di elaborazione allarmi provvede ad inviare un comando di Blocco Segnalazioni con il quale vengono posti in una condizione obbligata i relè di restituzione. Di norma questa condizione coercitiva, predisponibile mediante ponticelli, prevede la condizione di circuito aperto sulle vie di segnalazione per traslatori a due vie (vedremo più avanti in modo esaustivo cosa è un traslatore e la distinzione funzionale tra 1, 2 e 4 vie).
Quando invece sono impiegati traslatori ad una via per verso, che prevedono anche un particolare dispositivo che prende il nome di DPI (Dispositivo di Protezione contro le Interruzioni), le predisposizioni che vengono effettuate sono tali da aprire il circuito sulla via A e di inviare congiuntamente sulla segnalazione B, che funge in questo caso da comando DPI per il traslatore, un criterio di terra fissa, in corrispondenza di ogni comando del Blocco Segnalazioni.

2.4 Schema globale della Ricezione PCM e relativa allarmistica

Dopo aver definito tutte le funzioni che si effettuano in un sistema PCM relativamente alla parte di ricezione, risulta utile sintetizzare tali operazioni, analogamente a quanto fatto per la trasmissione, in una rappresentazione globale semplificata come quella di seguito riportata:

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E' chiaro che se un apparato di trasmissione o di ricezione presenta un malfunzionamento di qualsiasi natura, deve poterlo evidenziare all'esterno in qualche maniera, con lo scopo di prendere, da parte di un operatore che si occupa della manutenzione del collegamento mediante telecontrollo (una delle mie mansioni lavorative), i provvedimenti necessari atti a garantire il rientro del disservizio. Pertanto, nei punti più significativi del sistema PCM sono implementati dei dispositivi di rivelazione di malfunzionamento da cui escono dei segnali logici denominati "Radici di Allarme"; le varie radici di allarme convergono poi ad un circuito di elaborazione logica da cui partono le varie segnalazioni esterne e i conseguenti vari provvedimenti che devono essere adottati.
Nella fattispecie, tutti gli allarmi che si verificano in centrale in un qualunque apparato PCM, anche di gerarchia superiore, sono inviati ad un Centro di Elaborazione Dati di livello regionale o interregionale specializzato nella gestione e nella supervisione di tutti gli allarmi delle centrali ad esso collegate. La trasmissione degli allarmi avviene utilizzando una opportuna rete interna, in Telecom Italia denominata Rete FAMA.
La struttura di tale rete prevede che tutti gli allarmi di ogni apparato PCM presente in centrale confluiscano in opportuni Dispositivi di Interfaccia Periferica DIP; tali dispositivi sono dei sistemi computerizzati che inviano le informazioni di allarme ad un sistema superiore denominato Concentratore di Linea COL. Più concentratori di linea si collegano ad una stazione computerizzata denominata MARA che opera in ambito cittadino; a loro volta, le varie stazioni MARA sono collegate a stella al sistema regionale di Gestione Integrata delle Trasmissioni GIT che gestisce in real time tutti gli allarmi delle centrali collegate.
Le principali radici di allarme sono:

• Alim. segnala la mancanza di Alimentazione al sistema PCM;
• M.I.R. segnala la Mancanza di Impulsi in Ricezione 2 Mb/s;
• A.T.L. segnala un Allarme Terminale Lontano, cioè quello inviato da un terminale che non risiede nella stessa centrale, ma è remoto (il terminale in sede utente distante qualche chilometro ad esempio). Questo allarme si riceve in risposta ad un M.I.R. quando, ad esempio, in qualche punto della coda urbana (tratta primaria, secondaria, armadi di distribuzione, ecc.), comunque sempre sul mezzo trasmissivo fisico (doppino, coassiale o fibra ottica che esso sia) sussiste un'interruzione fisica (un cavo tranciato da una ruspa, una palificazione smantellata dal vento, un taglio delle permute agli armadi, ecc.):

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In questa condizione di disservizio, l'apparato remoto, a causa dell'interruzione, non "vede" più alcun segnale e questo viene interpretato dal terminale come un mancato riconoscimento della trama per cui l'utente si accorge del disservizio con l'accensione di un indicatore luminoso in corrispondenza della dicitura M.I.R. (la modalità di indicazione varia tra un costruttore e l'altro e deve essere esplicitamente dichiarata nel manuale d'uso secondo normativa). Il terminale d'utente contemporaneamente invia in linea un allarme A.T.L. che attraversa la rete trasmissiva, propagandosi tra i diversi apparati che possono trovarsi dentro, e raggiunge il terminale di centrale che segnala all'operatore la presenza di un M.I.R. (o L.O.S.). Di seguito un esempio di terminale di linea prodotto dalla Telettra installato presso sede utente con relative indicazioni di allarme:

T.L. TELETTRA_1.jpg

Ciò che vede in telegestione l'operatore (me, ad esempio), eseguendo la diagnosi da un terminale locale, potrebbe essere qualcosa del genere (la diagnosi è relativa ad un collegamento SHDSL con terminali prodotti dalla SAT SAGEM, dove l'interruzione di linea è rilevata da un allarme equivalente al M.I.R., chiamato L.O.S. (Lost Of Frame):

HYPERTERMINAL_TELEGEST.jpg

• A.I.S. segnala un Alarm Indication Signal. Tutti i bit del flusso a 2 Mb/s vengono settati ad "1" da un apparato diverso da quello di centrale. L'allarme viene propagato a catena (in avanti o indietro) verso tutti gli altri apparati della rete trasmissiva, fino a giungere la centrale che interpreterà il fuori servizio:

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Il fuori servizio in rete trasmissiva può anche essere l'interruzione in un verso solo del cavo (solo Tx o solo Rx); in tal caso l'apparato d'utente non riconosce la trama, setta tutti i bit ad "1" e indica al cliente un allarme A.I.S. sul terminale di linea; quest'ultimo genera contemporaneamente un A.T.L. che si propaga nella rete trasmissiva e raggiunge la centrale. Un'altra condizione di disservizio tale da generare A.I.S. è la seguente:

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In questo caso il disservizio totale in rete trasmissiva fa in modo che l'apparato in sede utente non riconosca la trama settando nuovamente tutti i bit ad 1 segnalando l'A.I.S. al cliente; simultaneamente invia un A.T.L. che però si perde nel transito in quanto, essendoci un fermo totale di un qualche terminale di transito, non riesce ad essere inoltrato verso la centrale. Allora il terminale stesso di transito setta i bit della trama ad 1 e genera anche lui un A.I.S. che sarà ricevuto dal terminale di centrale:

HYPERTERMINA_TELEGEST_2.png

• F.A.T. segnala un Fuori Allineamento Trama, che abbiamo già avuto modo di anticipare in questa terza parte della trattazione. Questo allarme può presentarsi qualora nella rete trasmissiva un qualsiasi problema (ad esempio di tipo elettrico come un degrado del cavo) introduce degli errori. A tal proposito, ricordo che in un collegamento numerico, il BER (Bit Error Ratio) è un parametro fondamentale di misura del tasso d'errore T_ε; in altre parole, esso indica la misura in cui la sequenza dei simboli trasmessi viene inquinata da simboli errati introdotti per l'appunto dal mezzo trasmissivo:

Solitamente, nelle trasmissioni telefoniche si definisce accettabile un BER massimo di 10^-3 (1 bit errato ogni 1000 bit trasmessi), mentre nelle trasmissioni più sofisticate come in Internet il limite di accettabilità si incrementa ad un valore di 10^-3 (1 bit errato ogni 10 milioni di bit trasmessi):

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In tali condizioni, supponendo che il degrado introdotto sia tale da generare un BER superiore a 1 x 10^-3, il terminale in ricezione "entra in confusione" non riconoscendo più i tag di allineamento della trama e dichiara lo stato di fuori servizio con un F.A.T. visibile al cliente. Effettuando una diagnostica da terminale locale, è possibile rilevare il degrado:

HYPERTERMINAL_TELEGEST_3.png

• F.A.M.T. segnala un Fuori Allineamento MultiTrama;
• E.P.A.T. segnala un eccessivo BER (> 10^-3) sulla parola di allineamento trama;
• M.I.T. segnala una Mancanza Impulsi Trasmissione (duale a M.I.R.);
• M.I.R. 64 segnala una Mancanza Impulsi Ricezione sul time slot IT₁₆ a 64 kbit/s.

Le principali elaborazioni delle radici di allarme, dal punto di vista dei provvedimenti sono:

• OR di tutte le radici -> Blocco Fonia e Segnalazioni (BF + BS);
• FAMT + MIR 64 -> Blocco segnalazioni (BS);
• FAT + EPAT + MIR = F.E.M. -> Allarme trasferito al terminale lontano (3° bit della parola di allineamento B);
• FAMT + MIR 64 -> Allarme trasferito al terminale lontano (6° bit della parola di allineamento multitrama);
• FAT e/o FAMT -> Reset Generale di trama e/o multitrama.

Le principali elaborazioni delle radici di allarme dal punto di vista della visualizzazione e dell'invio alla rete di teleallarmi sono:

• OR di tutte le radici -> Allarme Generale;
• FAT + EPAT + MIR -> Allarme 2 Mb/s EXT (Esterno);
• ALIM + MIT -> Allarme INT (Interno);
• FAMT + MIR 64 -> Allarme 64 kbit/s EXT (Esterno);
• AIS + 3° bit Rx -> Allarme 2 Mb/s IND (Indicativo);
• 6° bit Rx -> Allarme 64 kbit/s IND (Indicativo).

La distinzione fra allarme Esterno, Interno ed Indicativo è stata adottata per fornire all'addetto di telecontrollo un'informazione sintetica sull'origine del disservizio. In breve:

• Allarme Interno = il disservizio è localizzato nel terminale in allarme e pertanto deve intervenire il personale locale di manutenzione;
• Allarme Esterno = il disservizio è localizzato sul mezzo trasmissivo e quindi esternamente al terminale in allarme; pertanto deve intervenire il personale esterno di manutenzione;
• Allarme Indicativo = il disservizio è dovuto a un altro apparato interconnesso con quello in allarme e pertanto il personale locale, di norma, non è chiamato a intervenire.

2.5 Controllo a ridondanza ciclica (C.R.C.) secondo la raccomandazione ITU-T G.704

Il controllo della qualità in servizio sui sistemi PCM normalizzati, basato sulla verifica della regolarità di riconoscimento delle parole di allineamento A e B, è stata ritenuta inadeguata dall'ITU-T soprattutto per il pericolo di simulazioni dovute all'utilizzao di canali direttamente dedicati a dati (canali a 64 kbit/s). Infatti con tale metodo di controllo (7 bit ogni bitrama, pari a 26 kbit/s di capacità informativa supplementare o di entropia aggiuntiva), solamente una percentuale davvero molto esigua (intorno all'1,3%) dei bit trasmessi è effettivamente sottoposta ad una verifica di confronto in ricezione ed inoltre non sono controllati proprio i bit dedicati alla fonia ed alle segnalazioni, ma soltanto quelli usati come entropia aggiuntiva.
L'ITU-T ha quindi suggerito, nella raccomandazione G.704, una procedura più severa per il controllo e la supervisione della qualità dei dati e della strategia di allineamento di trama, attuata mediante l'impiego di un potente codice chiamato C.R.C. (Cyclic Redondacy Check). L'uso di tale codice consente inoltre una misura del tasso d'errore ben più accurata di quella ottenibile mediante il solo conteggio degli errori riscontrati sulla parola di allineamento di trama A e che fornisce la radice di allarme EPAT per T_ε equivalente di linea di 10^-3. La procedura generale (valida anche per molte altre applicazioni facenti uso di dati digitalizzati) è esaustivamente spiegata nella raccomandazione (vedi il link che ho inserito direttamente nel titolo di questo paragrafo); qui darò una breve descrizione per quel che riguarda l'uso nel controllo del flusso PCM.
Nella seguente tabella è illustrata la struttura della multitrama CRC secondo la raccomandazione G.704:

TAB_CRC.png

La procedura CRC adopera il bit X1 delle parole di allineamento A e B riservato, a suo tempo, per l'impiego internazionale; tale bit viene "modulato" secondo una opportuna struttura di multitrama (che risulta indipendente dalla multitrama per le segnalazioni basata sugli IT16) suddivisa in due sotto-multitrame da 8 trame cadauna, secondo la Tab.1.
Nelle trame pari, contenenti la parola A, il bit X1 è sostituito con i bit del codice CRC che è formato da 4 bit; pertanto ogni sotto-multitrama contiene i quattro bit di codice CRC indicati con C1, C2, C3 e C4.
Nelle trame dispari, contenenti invece la parola B, il bit X1 è sostituito dai bit necessari per realizzare l'allineamento di multitrama CRC che è composta da 6 bit più 2 bit liberi.
La parola di allineamento di multitrama CRC è 0 0 1 0 1 1 Z1 Z2 dove Z1 e Z2 sono esattamente i bit liberi ad uso internazionale con capacità di 500 bit/s.
Il principio fondamentale su cui si basa il controllo CRC è quello di coinvolgere tutti i bit di trasmissione in un'operazione matematica da effettuarsi con regolarità, ad esempio con cadenza pari ad ogni sotto-multitrama, e di trasmetterne il risultato al ricevitore. Rifacendo gli stessi calcoli in ricezione sui dati in arrivo, si va quindi a confrontare il risultato ottenuto con quello spedito dal trasmettitore, verificando se sono coincidenti. Se non lo sono, significa che vi sono stati degli errori in trasmissione di tutta la sotto-multitrama; in particolare, il CRC applicato ai sistemi PCM opera secondo questa sequenza:

1. ad ogni sotto-multitrama di trasmissione è associata un'idonea rappresentazione polinomiale dei 2048 bit corrispondenti ad 8 trame; essa viene quindi moltiplicata per x⁴ (cioè vengono aggiunti 4 zeri con un'operazione di stuffing) e successivamente divisa (mediante una somma modulo 2 senza riporto) per il polinomio x⁴ + x + 1, corrispondente al numero binario 10011.
2. il resto di tale divisione è una parola a 4 bit che viene a costituire il codice CRC-4 (C1, C2, C3, C4) della successiva sotto-multitrama in trasmissione.
3. in ricezione, ogni sotto-multitrama è sottoposta alla moltiplicazione e successiva divisione vista in precedenza ed il resto ottenuto viene memorizzato e confrontato con la parola CRC-4 ricevuta nella sotto-multitrama successiva.
4. se il resto calcolato in ricezione è coincidente con quello trasmesso con la parola CRC, vuol dire che l'intera sotto-multitrama è stata ricevuta senza errori; in caso contrario, significa che vi è stato almeno un bit errato.
5. ad ogni controllo con errore, si incrementa un contatore per la verifica delle soglie di intervento degli allarmi.

Di seguito è riportato un esempio applicativo della procedura CRC-4 di un blocco da 10 bit (non possiamo farne uno con 2048!):

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Tornando all'applicazione reale, si è convenuto che il tempo di osservazione del contatore di parole errate CRC sia pari ad 1 secondo, nel quale sono controllate 1000 sotto-multitrame CRC; in questo modo si possono predisporre diverse soglie di allarme di qualità fra le quali una può anche portare il sistema in ricerca di allineamento, ritenendo che a quel livello di errori esso sia praticamente perduto; per sempio, si può presumere che l'allineamento di trama sia ormai perduto se in un secondo si riscontrano più di ≈ 910 parole CRC-4 errate e ciò si verifica allorquando si è in presenza di un tasso d'errore di circa 10^-3 nel segnale di linea a 2 Mb/s.
Una volta andato in fuori allineamento per superamento di soglia di errori CRC, il sistema PCM attiva la ricerca dell'allineamento secondo la normale strategia illustrata sopra nella Fig.19.
Raggiunto di nuovo l'allineamento di trama, prima di ricominciare il controllo CRC sulla base di 1 secondo, devono essere ricevute correttamente almeno 2 parole di allineamento di multitrama CRC entro 4 multitrame CRC (8 ms) (riferiamoci sempre alla Fig.19).
In definitiva, questa strategia permette senza dubbio un migliore controllo dell'allineamento di trama, in quanto al normale controllo di trama si aggiunge il controllo dell'allineamento di multitrama CRC e il controllo che gli errori CRC non superino la soglia di ≈ 910 errori al secondo; cioè l'intensità del controllo è stata quantitativamente triplicata! In questo modo, diventa praticamente improbabile un recupero errato dell'allineamento per errori o simulazioni. Di seguito possiamo vedere la diagnosi di una linea HDSL fortemente degradata che presenta un incremento di errori CRC-4 ai terminali di linea di centrale e presso sede utente; abbiamo detto che un incremento di errori sui bit si può avere qualora il mezzo trasmissivo sia fortemente degradato: è proprio questo il caso e lo possiamo vedere leggendo i valori di margine di rumore SNR molto sotto la soglia raccomandata (16 dB) per una qualità del servizio accettabile:

HYPERTERMINAL_TELEGEST_4.png

Conclusioni alla Parte III

Direi che con questa terza parte, relativa all'analisi approfondita della costruzione/ricostruzione del segnale PCM completo a 2 Mb/s, si può ritenere conclusa la trattazione prettamente teorica della tecnica PCM, anche se abbiamo avuto modo di discutere alcune dirette applicazioni sul campo a dimostrazione di come la teoria, in questo contesto delle telecomunicazioni, non sia poi così tanto distante e da ciò che "si tocca con mano" in ambito lavorativo (come si è visto dai diversi print screen delle schermate dei sistemi di telegestione utilizzati in azienda); anzi, per alcuni aspetti, direi che è addirittura imprescindibile
Spero davvero di sviluppare nelle successive parti, ulteriori aspetti applicativi riguardanti la struttura della rete telefonica commutata e le gerarchie di multiplazione superiore (PDH ed SDH), tecnicamente avanzate ed efficienti ma pur sempre fondate sul famoso "mattone" PCM a 2048 Mb/s.

Riferimenti

Formazione specialistica e training on the job presso Telecom Italia S.p.A. (2007-2013).