Premessa

Questo articolo è destinato ai dilettanti, descrive dettagliatamente il progetto di un circuito elementare che ho realizzato in pochissimo tempo con componenti quasi obsoleti. Ho impiegato più tempo a scrivere l'articolo che a costruirlo e provarlo.

p.s.1: Ringrazio marco438, mir e Jackd per avermi, indipendentemente fra loro, ridisegnato lo schema elettrico in FidocadJ, ho utilizzato uno dei tre schemi e non riuscendo ancora ad adoperare Fidocadj sul mio Linux Mint, l'ho visualizzato, stampato, copiato ed elaborato con Paint di WINXP. Non pensavo che editare un articolo mi sarebbe costata così tanta fatica con risultati così modesti. (p.s.2: admin però ha inserito lo schema in FidoCadJ).

Generatore di tono audio di precisione

Il generatore fornisce un segnale sinusoidale di frequenza di 900 +/- 0,001 Hz da applicare all'ingresso microfono di un PC. Serve per verificare la precisione della frequenza di campionamento della scheda audio e in particolare a verificare la precisione delle scale del programma Argo per la ricezione del CW lento.

Il circuito

Ho realizzato il generatore, nel modo più semplice, utilizzando il circuito integrato CMOS 74HC4060 e un quarzo da 14,7456 MHz. Il circuito integrato e il quarzo erano usati anni fa per generare il clock ai modem. Il 74HC4060 contiene l'amplificatore dell'oscillatore e un divisore binario a 14 stadi. Ogni stadio del divisore binario divide la frequenza del segnale in ingresso per due; ho usato l' uscita del 14esimo stadio che fornisce la frequenza di ingresso divisa per:
2¹⁴ =2x2x2x2x2x2x2x2x2x2x2x2x2x2=4x4x4x4x4x4x4 =16x16x16x4 =256x64 =16384.
La frequenza di 14745600 Hz divisa per 16384 diventa 900,000 Hz.
Lo schema dell'oscillatore e i valori li ho presi dal foglio tecnico dell'integrato.
R1 da 1 Mohm serve a polarizzare l'ingresso dell'invertitore al valore medio della tensione di uscita.
R2 da 22 kohm limita la corrente nel quarzo per evitare oscillazioni troppo forti che generano oscillazioni spurie.
C2 è un condensatore fisso da 10 pF, mentre C1 è un condensatore variabile (compensatore) da 10 a 40 pF. Ho usato un compensatore a tubetto di ottima qualità che avevo disponibile, qualunque tipo (ceramico, aria) dovrebbe andare bene; anche la capacità non è critica; non l'ho provato, ma si potrebbe realizzare il compensatore con due fili isolati lunghi 10 cm attorcigliati fra loro.
Alimento il circuito da 8 a 15 V: ho inserito un regolatore serie 7805L che stabilizza l'alimentazione dell'integrato a 5 V. I condensatori C3 e C4 da 10uF filtrano gli eventuali disturbi e impediscono oscillazioni del regolatore. R3 da 100 ohm serve come protezione dell'alimentazione limitando la corrente erogata nel caso di cortocircuiti accidentali mentre si opera sul circuito.

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Rispondo subito alle possibili osservazioni:
- Non era meglio usare un quarzo da 1MHz, una porta invertente e tre divisori per dieci ed ottenere la frequenza più comune di 1kHz?
E' questione di gusti, ho preferito usare un solo integrato invece che quattro.

- Non esistono ultimamente in commercio integrati più complessi o sintetizzatori che con un unico chip creano tutte le frequenze desiderate?
Sicuramente si, ma non li conosco bene e anche conoscendoli temo che non riuscirei ad approvvigionarli comodamente, i componenti del circuito costano in tutto meno di 5 € e molti li avevo già disponibili.
- Ho un quarzo da 10 MHz, posso adoperarlo?
Si, ottieni 10000000/16384= 610,3515 Hz , se prendi l'uscita dal pin 2 ottieni 1220,703 Hz; per la verifica della precisione vanno ugualmente bene.

Elenco componenti

• IC1 74HC4060N oscillatore contatore.
• IC2 7805L regolatore tensione, oppure il più ingombrante 7805.
• XTAL 14,7456 MHz (per esempio Farnell componenti, codice 7940178 ).
• R1 1Mohm, R2 22 kohm, R3 100 ohm, R4 330 ohm, R5 18 ohm, tutti ¼ W 5%.
• C1 compensatore da 10 – 40 pF, o simile
• C2 10 pF ceramico (se serve aumentare a 22 o 33 pF )
• C3 e C4 10 uF, C5 4,7 uF, elettrolitici 16VL.
• L1 induttore 7,7 mH, valori da 4 a 50mH sono utilizzabili cambiando i valori di R5 e C5.
• P1 potenziometro 20 k ohm (utilizzabili anche da 5 o 10 k).

Costruzione

Il mio obiettivo era realizzare solo un esemplare sperimentale: ho saldato i componenti in aria, direttamente sui piedini posizionati in alto del 74HC4060. Gli americani lo chiamano “ montaggio dead bug “, in italiano sarebbe “scarafaggio morto”. Sicuramente è possibile fare di meglio.

Fig.2 Schema di montaggio generatore

Fig.2a Realizzazione "dead bug"

Taratura dell'oscillatore

Per tarare l'oscillatore ho usato un ricevitore SSB per HF con sintonia digitale; l'uscita audio del ricevitore è connessa all'ingresso microfono di un PC su cui gira il programma ARGO di I2PHP e IK1CZL per la ricezione del CW QRRS (scaricabile come freeware insieme a TCUBE dal sito di Alberto I2PHP www.weaksignals.com).
L'oscillatore, posto in vicinanza del ricevitore, irradia, il segnale viene captato da uno spezzone di filo di un metro inserito nell'ingresso antenna del ricevitore.
Il ricevitore va commutato in USB sintonizzato su 14 744,6 kHz ( 1 kHz sotto la frequenza nominale dell'oscillatore), sullo schermo compare una traccia in corrispondenza della differenza fra la frequenza dell'oscillatore e quella di sintonia del ricevitore (per la frequenza dell'oscillatore di 14 745,6 kHz compare a 1000 Hz). Variare il compensatore C1 dal minimo al massimo e verificare che gli estremi delle frequenze siano a cavallo della frequenza voluta. Se non fosse così, aumentare la capacità C2 di qualche decina di pF e riprovare. Poi regolare C1 per la frequenza nominale voluta, magari dopo aver tenuto alimentati oscillatore e ricevitore per qualche ora per la stabilizzazione della temperatura dei relativi oscillatori.

Verifica della taratura del ricevitore

Per verificare che la frequenza di sintonia del ricevitore corrisponda entro pochi Hz a quella ricevuta, si può ricevere una stazione campione in HF. La procedura è la stessa della taratura oscillatore.
In Italia, sono state spente da vari lustri le stazioni IBF di Torino e IAM di Roma che trasmettevano su 5 MHz; in Europa, oltre a DFC77, mi risulta in funzione solo l'emittente campione di tempo e frequenza RWM che trasmette dalle vicinanze di Mosca su 4996, 9996 e 14996 kHz, emittente da me ricevibile su 9996 kHz e 14996 kHz al mattino con intensità accettabile.
La trasmissione di RWM avviene nei modi N0N e A1A e si ripete ogni mezz'ora. Tra i minuti 0 ed 8 e tra i minuti 30 e 38 viene emesso un segnale di tipo N0N ovvero la sola portante non modulata. Tra i minuti 8 e 9 e tra i minuti 38 e 39 il trasmettitore viene spento. Tra i minuti 9 e 10 e tra i minuti 39 e 40 la stazione radio trasmette il proprio identificativo in morse. Tra i minuti 10 e 20 e tra i minuti 40 e 50 viene trasmesso il segnale di tempo con modulazione A1A(CW) con un impulso ogni secondo. Tra i minuti 20 e 30 e tra i minuti 50 e 60 vengono trasmessi 10 impulsi ogni secondo.

Fig.3 Ricezione RWM quando passa da 10 impulsi al secondo a segnale continuo

Stima degli errori

La stabilità infrequenza tipica di un quarzo economico, nel campo di temperatura da -10 a + 60 C° = 70 K, è +/- 30 ppm che, a 15 MHz, corrisponde a: 15 MHz x 30 x10^-6 = 15 x 30 =+/- 450 Hz.
Se si considerano variazioni di temperatura di +/- 10 C° attorno a 25 C°, queste, al peggio, provocano un errore stimato per interpolazione lineare di 450*(10/70) = +/- 64 Hz.
All'uscita della catena di divisori l'errore corrisponde a: 64/16384= 0,004 Hz. Tuttavia la deriva di temperatura di un quarzo rispetto a 25 C° non è lineare ma parabolica, sono confidente che all'intorno della temperatura ambiente la stabilità sia migliore e raggiunga 0,001 Hz.

Utilizzo del generatore

Si applica il segnale a 900 Hz all'ingresso microfono del PC con Argo e si verifica, per tutte le velocità, che corrisponda all'indicazione di 900 Hz; se non è così si procede con la procedura di taratura scala.

Filtro (quasi) facoltativo

Se si collega il segnale dal piedino 3 all'ingresso audio del PC, sullo schermo si osservano oltre alla traccia voluta a 900 Hz, anche varie tracce dovute al battimento delle varie armoniche ( 2700 Hz, 4500 Hz, 6300Hz) con la frequenza di campionamento del convertitore audio del PC. Per eliminare le varie tracce spurie, occorre filtrare il segnale in modo da ridurre o eliminare le armoniche.

Il filtro è elementare, ritengo interessante e didattico descrivere il mio percorso della progettazione. Per prima cosa elenco i requisiti, anche se sono abbastanza vaghi:

• Ottenere una uscita almeno abbastanza sinusoidale.
• Ampiezza sufficiente a essere vista bene all'oscilloscopio (almeno 100 mV).
• Non assorbire dall'uscita CMOS una corrente media maggiore di 10 mA, altrimenti il 74HC4060 potrebbe danneggiarsi e il circuito assorbire troppo e scaldare.
• Possibilmente recuperare dei componenti già a disposizione.
• Non spendere troppo tempo a progettarlo.
• Saldare componenti e lavorare il meno possibile.

Ho pensato a un filtro passa basso costituito da una induttanza e una capacità: è il circuito più semplice che può soddisfare i requisiti.

Fig.4 Schema di principio del filtro passa basso LC

Ricerco, fra il mio materiale di recupero, gli induttori di maggiore valore, magari dei trasformatori audio, trovo gli induttori della parte elettronica delle lampade fluorescenti a basso consumo, recuperati quando si erano guastate. In ogni elettronica c'è un induttore; ne trovo di due dimensioni: su quelli piccoli c'è scritto YJ-4,4mH, sono da 4,4 mH, ne dissaldo uno leggermente più grande senza scritta; con l'induttanzimetro misuro 7,7 mH, con il tester misuro la resistenza degli avvolgimenti Ra =11 ohm.

Teoria del dimensionamento del filtro

In un circuito risonante LC ci sono due formule base:
in Hz calcola la frequenza di risonanza.
X_L = 2πf_rL in ohm reattanza induttiva alla risonanza (è uguale a )
numero coefficiente di qualità dove la R_s è la resistenza serie ossia la R_a resistenza degli avvolgimenti più la resistenza R_g del generatore.
In un filtro passa basso se Q è inferiore a 1 la funzione Vu/Vg scende sempre. Se Q è maggiore di 1 la funzione prima sale e poi scende, ossia si verifica una risonanza, in gergo “ fa la gobba”; all'aumentare del Q, la gobba cresce e si stringe, l'ampiezza massima della gobba è all'incirca uguale a Q.
Alla risonanza il circuito risonante carica il generatore con la R_s.
Cercheremo di avere la gobba più alta possibile, e farla corrispondere con la frequenza di 900 Hz, la terza armonica di 2700 Hz verrà così attenuata il più possibile.

Fig.5 Caratteristiche del filtro al variare della resistenza serie

Vediamo il nostro caso:
L= 7,7 mH; se metto un condensatore da 4,7 uF (4700 nF) ottengo una
quasi quella voluta.

Rg = Ra = 11 ohm resistenza avvolgimenti.
avrei un valore alto, molto buono, ma c'è un problema:
Se collego il tutto all'uscita dell'integrato che genera 5 Vpp ossia 2,5 Vmax, assorbirei una corrente di: 2,5 / 11 = 0,22 A = 220 mA ! non va bene, la massima corrente che mi ero imposto è 10 mA.
Calcolo la minima resistenza che posso avere in serie: Rg = 2,5 V/0,01 A = 250 ohm. Ma se metto 250 ohm la Rs diventa 261 ohm, il Q scende a 40 / 261 = 0,17 la gobba scompare e la risposta si ammoscia.
Devo realizzare un partitore di tensione, inserendo un resistore Rp di valore circa uguale alla resistenza degli avvolgimenti (l'intuizione e l'esperienza di dice di metterlo un poco più grande), metto 20 Ohm: La Rs diventa 11+20 = 31 ohm, il Q= 40,2/31= 1,3 va bene, ha ancora un poco di gobba. La tensione in ingresso si riduce da 5 V a circa 5*((parallelo di 20 con 11)/250)= 0,2 V ma mi va bene. Ho poi messo Rg=R4= 330 ohm, e Rp= R5 = 18 ohm perché disponibili.

Verifica del funzionamento

Visualizzo con l'oscilloscopio la tensione di ingresso Vg1 e di uscita Vu del filtro:

Fig.6 Rilievo tensioni del filtro dell'oscillatore

Si osserva che la tensione sinusoidale è 400 mVpp, mentre la (quasi) quadra è solo 250 mVpp.
La componente prima armonica (fondamentale) è matematicamente secondo la serie di Fourier 4/3,14 dell'ampiezza della onda quadra. Il filtro a 900 Hz guadagna 1,3. La tensione sinusoidale dovrebbe essere: 250*(4/3,14)*1,3 = 414 mVpp, la misura è coerente con la teoria.

Applico il segnale al PC in cui gira il programma TCUBE che utilizzo nella funzione di analizzatore di spettro audio.

Fig. 7a Rilievo spettro della tensione prima del filtro

Fig. 7b Rilievo spettro della tensione dell'uscita del filtro

Leggo sulla scala l'ampiezza in dB corrispondente alle varie componenti del segnale, la riporto e elaboro la seguente tabella:

Calcolo la distorsione totale come:

accettabile ma migliorabile.

Considerazioni

Quanto realizzato non è il meglio: si potrebbe ridurre la C in modo che la gobba sia proprio a 900 Hz, ridurre un poco i 20 ohm per fare crescere un poco la gobba. Se poi si usasse un induttore da 20 o 50 mH, si potrebbe avere più tensione in uscita, mentre se utilizzassi l'induttore da 4,4 mH avrei una tensione dimezzata.

Non l'ho ancora provato, ma se si sostituisse il resistore da 20 ohm con un condensatore da 10 o 22 uF, si realizzerebbe un ulteriore stadio di filtraggio e le prestazioni dovrebbero migliorare.

Nel progetto ho trascurato il potenziometro in uscita che carica un poco il filtro, ho usato formule approssimate, ho misurato la resistenza degli avvolgimenti in tensione continua mentre in tensione alternata la resistenza aumenta per effetto pelle e aumentano le perdite nel ferro. Il tutto funziona nella realtà sempre leggermente diversamente da quanto previsto in modo semplificato dalla teoria.

Vi rendete conto che, a parità di complessità del circuito, il progetto è come una coperta corta: se la tiri da una parte ti scopri dall'altra. Può essere considerato come un gioco d'avventura da risolvere.

Forse la maggior parte dei lettori è annoiata o spaventata dai calcoli o li ritiene inutili e preferisce procedere per tentativi. I calcoli si rifanno a un modello della realtà e i modelli sono sempre semplificati, e le misure sempre imprecise. Quando viene usato un modello, ce ne sono sempre di più accurati, ma è sempre una guida su come procedere. Le formule usate sono note da almeno 100 anni, ma la teoria è sempre un poco difficoltosa da comprendere.

In alternativa al filtro LC si potrebbe adoperare un filtro attivo: con un amplificatore operazionale e qualche resistore e condensatore si dovrebbero ottenere gli stessi risultati se non meglio. Poi esistono degli integrati che realizzano internamente un filtro attivo a più operazionali. Ho fornito una indicazione della distorsione ottenuta e il nome del programma con cui misurarla, suggerisco di provare ad ottenere qualcosa di meglio e di comunicarlo sul forum EY. Saluti a tutti, e buon divertimento con la 20enne ICT (Information Communication Tecnology), mamma Informatica, nonna Elettronica industriale, prozia Radiotecnica di 90 anni e con la bisnonna Elettrotecnica di 130, tutte attive e in buona salute.